单工无线发射接收系统的毕业设计论文

单工无线发射接收系统的毕业设计论文

目录TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"1绪论1\o"CurrentDocument"2无线通讯1\o"CurrentDocument"2.1无线电的发送2\o"CurrentDocument"2.2无线电的接收2\o"CurrentDocument"2.3无线通信距离的计算3\o"CurrentDocument"2.4无线电传输优点4\o"CurrentDocument"2.5调频波4\o"CurrentDocument"3系统设计6\o"CurrentDocument"3.1总体设计方案6\o"CurrentDocument"3.2方案论证与比较7\o"CurrentDocument"单元电路设计9\o"CurrentDocument"4.1音频无线发射电路的设计9\o"CurrentDocument"4.2音频无线接收电路的设计13\o"CurrentDocument"4.3电源模块设计19\o"CurrentDocument"系统测试20\o"CurrentDocument"5.1分级调试20\o"CurrentDocument"5.2统调21\o"CurrentDocument"5.3发射机频率测试和峰值功率测试21\o"CurrentDocument"5.4测试使用的仪器226结论23参考文献24致谢25英文资料及中文翻译261绪论随着无线电技术的发展，通讯方式也从传统的有线通讯逐渐转向无线通讯。由于传统的有线传输系统有配线的问题，较不便利，而无线通讯具有成本廉价、建设工程周期短、适应性好、扩展性好、设备维护容易实现等特点，故未来通讯方式将向无线传输系统方向发展。同时，实现系统运行的最小功耗是现代电子系统的普遍取向，也是绿色电子的基本要求。因而，如何通信才能使系统稳定、高效、节能的运行，成为系统开发过程中必须加以考虑的主要内容。传统的无线发射接收系统，存在着电路复杂、灵敏度低、噪声大、不易调谐等缺点。本设计采用载波的瞬时频率随传播信号的变化规律而变化的调制方法，即调频方法。调频要求工作波长极短，但由于它不怕余波干扰，不串台，所以具有极好的接收性能，而且还能播送和接收立体声信号。此外，语音信号采用调频方式与调幅相比，有利于改善输出音频信号的信噪比，以保证语音业务的可靠传输。本设计中采用调频立体声接收机集成芯片优化电路，使得接收灵敏度大为改善，外围元件极少。同时采用锁相环技术，增强锁定频率信号准确度。接收机采用电容分压式滤波器，具有动态范围大，调整方便的特点。2无线通讯通常，人的说话声、音乐声等各种声音的传播距离是很短的，当人大声喊叫时，能在三十米外听清楚已是不容易了。低频率的电信号实际上不可能以电磁波的形式从天线有效地辐射到空间去，只有当馈送到天线的电流频率足够高，及波长足够短，短到能与天线的尺寸相比拟，才会有足够的电磁能辐射出去。因此，要想不用导线传送信号，只能借助于高频电磁波，由它将低频信号“携带”到空间去。将声频电信号寄载在高频正弦波上（称为调制）利用天线发射成无线电波，用无线电波来载低频电信号，就可以不用导线在空间传播很远。将声频电信号寄载在高频正弦波上，是用声频电信号去控制等幅高频正弦波的某一参数（振幅、频率或初相位）来达到的，即使该参数按声频电信号的规律去变化。当控制的是高频正弦波的幅度时，这种调制称为幅度调制或简称调幅。同样，当被控制的是高频正弦波的频率或初相位时，则分别成为频率调制或相位调制，简称调频或调相。经过调制的高频正弦波称为已调波，或称为无线电信号。由此可见，等幅的高频正弦波实际上起着运载声频信号的运输工具的作用，所以在无线电技术中常称它为载波。载波的频率一般从几百赫兹到几千兆赫兹。一个导体如果载有高频电流，就有电磁能向空间辐射。电磁能是以波的形式向外传播的，称为电磁波。高频率的电流称为载波电流或简称为载波。这种频率称为载波

频率或射频。载有载波电流，使电磁能以电磁波形式向空间发射的导体，称为发射天线。如果我们设法用电报或电话信号控制载波电流，则电磁能中就含有所要发送的电报或电话信息，这就是无线电信号发送的过程。在接收端，首先由接收天线将收到的电磁波还原为与发送端相似的高频电流。然后经过检波，取出原来的电报或电话信号，就完成了无线电通信。对于无线电通信来说传输媒质为自由空间。如果传输媒质为电缆或光纤，就组成了有线载波通信系统，其中传输媒质为光纤的通信系统又称为光纤通信。2.1无线电的发送从上面的简略叙述可知，要完成无线电通信，首先必须产生高频率的载波电流，然后设法将电报或电话信号“加到”这载波上去。在无线电技术中采用振荡器来产生高频电流。振荡器是无线电发送设备的基本单元。为了发送电报信号，可以加一个电键来控制供给振荡器的直流电源，即得到如图2-1所示的无线电报发射机方框图。电源接通时，振荡器发生高频电流i；电源断开时，振荡器没有高频电流送出。高频电流送至发射天线，转变为电磁波（包含了所要传送的电报信号）发射出去[1]（a）方框图发射图2-1无线电报发射机的基本原理图（a）方框图发射2.2无线电的接收无线电信号的接收过程正好和发送过程相反。在接收处，先用接收天线将收到的电磁波转变为已调波电流，然后从已调波中检出原始信号。这一过程正好和发送相反，称为解调（接收调幅信号时，也叫检波。接收角度调制信号时，也叫鉴频或鉴相）。最后再用听筒或者扬声器（喇叭）将检波取出的音频电流变为声能，人就听到了发射机处发送的语言、音乐等信号。因此，最简单的接收机就是一个检波器。但是，接收天线所收到的电磁波很微弱。为了提高接收机的灵敏度，可在检波器之前加一级至几级高频小信号放大器，然后再检波。检波之后，再经过适当的低频放大，最后送到扬声器或耳机中转变为声音。这样就得到如图2-2所示的接收机方框图。图2-2直接放大式接收机方框图2.3无线通信距离的计算这里给出自由空间传播时的无线通信距离的计算方法。所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。通信距离与发射功率、接收灵敏度和工作频率有关。下面用公式说明在自由空间下电波传播的损耗。Los=32.44+20lgd(Km)+20lgf(MHz)(2.1)Los是传播损耗，单位为dBd是距离，单位是Kmf是工作频率，单位是MHz由上式可见，自由空间中电波传播损耗(亦称衰减)只与工作频率f和传播距离d有关，当f或d增大一倍时，Los将分别增加6dB。下面举例说明一个工作频率为433.92MHz，发射功率为+10dBm(10mW)，接收灵敏度为-105dBm的系统在自由空间的传播距离。由发射功率+10dBm，接收灵敏度为-105dBm可得：Los=115dB。由Los、f可计算得出：d=30.974公里。这是理想状况下的传输距离，实际的应用中可能低于该值，这是因为无线通信要受到各种外界因素的影响，如大气、阻挡物、多径传播等造成的损耗，将上述损耗的参考值计入上式中，即可计算出近似通信距离。假定大气、遮挡等造成的损耗为25dB，可以计算得出通信距离为：d=1.742公里。2.4无线电传输优点无线通讯方式与有线通讯相比主要有如下优点：⑴成本廉价有线通信方式的建立必须架设电缆，或挖掘电缆沟，因此需要大量的人力和物力；而用无线电台建立无线语音传输方式则无须架设电缆或挖掘电缆沟，只需要在每个终端连接无线电台和架设适当高度的天线就可以了。相比之下用无线电建立语音传输通道，节省了人力物力，投资是相当节省的。当然在一些近距离的语音通讯系统中，无线的通讯方式并不比有线的方式成本低，但是有时候实际的现场环境难以布线，客户根据现场环境的需要还是会选用无线的方式来实现通讯。⑵建设工程周期短当要把相距数公里到数十公里距离的远程站点相互连接通讯的时候，采用有线的方式，必须架设长距离的电缆或者挖掘漫长的电缆沟，这个工程周期可能就需要数个月的时间，而用无线发射接收系统建立无线语音传输的方式，只需要架设适当高度的天线，工程周期只需要几天或者几周就可以，相比之下，无线的方式可以迅速组建起通信链路，工程周期大大缩短。⑶适应性好有线通讯的局限性太大，在遇到一些特殊的应用环境，比如遇到山地、湖泊、林区等特殊的地理环境或是移动物体等布线比较困难的应用环境的时候，将对有线网络的布线工程有着极强的制约力，而用无线发射接收系统建立无线语音传输方式将不受这些限制，所以说用无线发射接收系统建立专用无线语音传输方式将比有线通讯有更好的更广泛的适应性，几乎不受地理环境限制。⑷扩展性好在用户组建好一个通讯网络后，常常因为系统的需要增加新的设备。如果采用有线的方式，需要重新的布线，施工比较麻烦，而且还有可能破坏原来的通讯线路，但是如果采用无线电台建立无线语音传输方式，只需将新增设备与无线电台相连接就可以实现系统的扩充了，相比之下有更好的扩展性。⑸设备维护上更容易实现有线通讯链路的维护需沿线路检查，出现故障时，一般很难及时找出故障点，而采用无线发射接收系统建设，则没有线路维护的困难。2.5调频波

频率调制又称调频(FM),是使高频振荡信号的频率按调制信号的规律变化，而振幅保持恒定的一种调制方式。调频波用英文字母FM表示。调频信号的解调称为鉴频或频率检波。设调制信号为TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"七(t)=七cosQt(2.2)载波信号为\o"CurrentDocument"Uc(t)=Uccosot(2.3)调频时，载波电压振幅度ucm不变，而载波瞬时间频率则随调制信号规律变化，即为顿\o"CurrentDocument"o(t)=o+KU(t)=o+Aw(t)(2.4)式中3为载波角频率，又称为调频波中心频率；cKf为比例常数表示载波频率变化随调制信号变化的程度大小。其值由调频电路决定，单位是孤度/秒•伏(rad/s・v)；Ao(t)=KUq(t)为瞬时角频率相对于中心频率的频率偏移，简称频偏。最大频偏与调制信号的振幅成正比，而与调制信号的频率无关。这是调频波的基本特征。调频后载波瞬时相位也会产生变化，其瞬时相位为(2.5)(2.6)O(t)=J；o(t)dt=oct+kf\0UQ(t)dt=oct+A①(t)(2.5)(2.6)式中，3ct为未调频时载波相位;A①(t)=KfJ0Uo(t炒为调频后，瞬时相位相对于oct的相位偏移。调频波的数字表示式为UFMQ=UCOS[o/+、炉q(t)dt]根据(2.6)式可画出调频波的波形图，如图根据(2.6)式可画出调频波的波形图，如图2-3所示。图2-3调频波的形成由调频波的形成过程及调频波的波形可见调频波（调频信号）的特点是：其频率随调制信号振幅的变化而变化，而它的幅度却始终保持不变。当调制信号的幅度为零时，调频波的频率称为中心频率3。当用一完整的调制信号（即调制信号的幅度作0正负变化）对高频载波进行调频时，调频波的频率就围绕着30而随调制电压线性地改变。当调制信号向正的方向增大时，调频波的频率就高于中心、频率；反之，当调制信号向着负的方向变化时，调频波的频率就低于中心频率。可见，调制信号的幅度越大，频率的偏移也越大，调频波以其频率的变化代表着调制信号的特征⑵。3系统设计3.1总体设计方案设计要求为：设计一个单工无线发射接收系统，实现无线发射机至接收机间的单工语音传输业务。由于语音业务对误码不敏感，可以采用调频方式发送信息，设计中采用了分立元件构成音频无线发射电路。接收机采用第三代立体声放收音机电路CXA1238组成单片收音机。CXA1238是性能优良的收音集成电路，内部有AM、FM的高放、混频、中放、检波、鉴频以及FM立体声解码、自动频率控制电路等功能，外围元件较少。接收机采用电容分压式滤波器，即可提高镜像抑制比，又可使天线达到最佳匹配，具有动态范围大、调整方便的特点。语音信号采用调频方式与调幅相比，有利于改善输出音频信号的信噪比，以保证语音业务的可靠传输，下表是调幅和调频的优缺点比较。表3-1调幅和调频优缺点比较调幅（AM）调频（FM）1.传送音频频带较宽（100Hz—5KHz）适宜于高保真优点八、、传播距离远，覆盖面大电路相对简单音乐广播抗干扰性强，内设限幅器除去幅度干扰应用范围广，用于多种信息传递可实现立体声广播缺点八、、传送音频频带窄（200Hz—2500Hz），高音缺乏传播中易受干扰，噪声大传播衰减大，覆盖范围小设计要求：⑴设计发射频率在32MHz左右，无线发射机传送信号的输入采用线路输入方式，采用了分立元件构成音频无线发射电路。⑵设计采用一个接收频率与无线发射机相对应的接收机，接收机采用第三代立体声放收音机电路CXA1238组成的单片收音机，用扬声器收听语音信号。⑶送信号正弦波在300Hz〜3400Hz时，系统发射功率20mW左右。⑷线发射接收机室内通信距离（两设备间的最近距离）不小于5米。⑸线发射接收机收发天线采用拉杆天线或导线，长度小于等于1米。⑹系统可实现无明显失真的语音传输。3.2方案论证与比较3.2.1音频无线发射电路设计方案论证与选择方案1：采用单片调频发射集成电路组成芯片MC2833。它可构成发射高频率信号的功率放大器。电路由音频放大器、可变电抗器、射频振荡器、输出缓冲器以及放大电路构成。由集成芯片MC2833组成的调频发射机，先将语音通过话筒变成音频电压信号送给音频放大器进行音频电压放大，此音频电压信号经耦合电容送给可变电抗的输入端脚3去控制可变电抗，而由可变电抗以及电感、品体与高频振荡器组成调频振荡电路，产生调频波经缓冲送给两级二倍频放大器。电路实现基本框图如图3-1所示。但由于该芯片涉及到的谐振回路较多，不易统调，因而频率不易控制，导致信号不稳定，容易跑台，实现较为困难。图3-1MC2833电路基本框图方案2：采用集成芯片BA1404及相关电路构成。它主要由前置音频放大器，立体声调制器，FM调制器及射频放大器组成。利用内部参考电压改变变容二极管的电容值，可实现发射频率的调整。图3-2所示为电路框图。此电路可实现立体声调频发射，典型调频频段为75-108MHz，振荡频率不易调整，尤其是低端频率实现困难，难以实现要求频段的调整。图3-2BA1404电路基本框图方案3：采用分立元件构成音频无线发射电路。图3-3所示为分立元件调频电路框图。利用三极管构成高频振荡器，调节相应的电感和电容的大小，可产生稳定的中心频率，在音频信号的作用下，可产生相应的调频波，再经过缓冲放大和末级功率放大，得到需要的调频信号。相对前两种电路，不仅电路简单，而且调试控制非常灵活，可靠性好，抗干扰能力强，容易实现调频的要求。图3-3分立元件调频电路框图综上所述，本设计选择方案3,即利用分立元件构成音频无线发射电路。3.2.2音频无线接收电路设计方案论证与比较方案1：采用芯片MC3362。该芯片是美国MOTOROLA公司生产的单片窄带调频接收电路，主要应用于语音通讯和数据传输的无线接收机。调频接收电路框图如图3-4所示。MC3362片内包含振荡电路、混频电路、限幅放大器、积分鉴频器、场强指示驱动及载频检波电路等电路。具有低供电电压、低功耗、灵敏度高等特点，主要应用于语音和数字通讯的接收设备。但是该电路较多用于调频广播接收，在要求的频段内进行调试相对困难。图3-4MC3362调频接收电路框图方案2：采用集成芯片CXA1019S。该芯片内部电路包括了AM/FM收音机从天线输入经调频高放、本振、混频在由中放、检波、直至调频功放的整个环节。调频接收电路，将调幅输入端IC对变频信号公共端短路，拉杆天线经耦合电容到带通滤波器，该滤波器的作用是抑制调频波段以外的信号的干扰。CXA1019S虽然把调频头电路集成进去，提高了集成度，但是相对CXA1238S增益较低，因而接收灵敏度较低。调频接收电路框图如图3-5所示。图3-5CXA1019S调频接收电路框图方案3：采用集成芯片CXA1238S。它在片内完成了混频、中放、鉴频及立体声解码等功能，该芯片内部包含FM前置放大、立体声解调放大、FM中频放大及鉴频等环节，尤其是芯片内采用了锁相技术，由于芯片高度的集成化，因而接收机电路外围元

件极少、中心稳定，调谐简单、抗干扰性强、电路稳定，调整方便等优点。综上所述，本设计选择方案3,即采用CXA1238S构成的FM解调电路。4单元电路设计4.1音频无线发射电路的设计本设计中的声音调频发射部分采用常用分立元件构成电路。下面分别从LC电路的基本工作原理、正弦波振荡电路的振荡条件和考毕兹振荡器的模型及在设计电路中的应用方面入手对发射单元电路进行分析。4.1.1LC电路的基本工作原理⑴构成一个LC振荡器必须具备下列三个条件：一套振荡回路，包含两个（或两个以上）储能元件。在这两个元件中，当一个释放能量时，另一个就接收能量。释放与接收能量可以往返进行，其频率决定于元件的数值。一个能量来源，可以补充由振荡回路电阻所产生的能量的损失。在晶体管振荡器中，这能源就是直流电源Vcc。一个控制设备，可以使电源功率在正确的时刻补充电路的能量损失，以维持等幅振荡。这是由有源器件（电子管、品体管或集成块等）和正反馈电路完成的⑶。⑵LC振荡器起振条件①相位平衡条件：X和X必需为同性质的电抗，X必需为异性质的电抗，且它cebe们之间满足下列关系:Xc①相位平衡条件：X和X必需为同性质的电抗，X必需为异性质的电抗，且它cebe们之间满足下列关系:Xc=-(X+X)即beIXl1=1XcIq_1~1lc②幅度起振条件cb图4-1三点式振荡器式中：q——晶体管的跨导，Fu——反馈系数，Av——放大器的增益，qie——晶体管的输入电导，q^——晶体管的输出电导，qL——晶体管的等效负载电导，

Fu一般在0.1〜0.5之间取值。4.1.2正弦波振荡电路的振荡条件从结构上来看，正弦波振荡电路就是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大电路。图4-2（a）大电路。图4-2（a）表示接成正反馈时放大电路在输入信号乂，=0时的方框图，改画一下，便得图4-2（b）。（。）正反馈放大电路的方框图（b）正弦波振荡电路的方框图（。）正反馈放大电路的方框图（b）正弦波振荡电路的方框图图4-2正弦波振荡电路的方框图由图可知，如在放大电路的输入端（1端）外接一定频率、一定幅度的正弦波信号乂/经过基本放大电路和反馈网络所构成的环路传输后，在反馈网络的输出端（2端），得到反馈信号x'如果x与乂在大小和相位上都一致，那么，就可以除去外接信号X/而将1、2两端连接在一起（如图中的虚线所示）而形成闭环系统，其输出端可能继续维持与开环时一样的输出信号。这样，由于脆X，便有X.f=1X,oX.f=1X,oX*X*a(4.1)在上式中，仍设A=A/中，F=F/七，则可得(4.2)AF=AFZ(^+七)=1即AF=AF=1(4.2)和中+中=2n兀，n=0,1,2,（4.3）f式（4.2）称为振幅平衡条件，而式（4.3）则称为相位平衡条件，这是正弦波振

荡电路产生持续振荡的两个条件。值得注意的是，无论是负反馈放大电路的自激条件（-AF=1）。或振荡电路的振荡条件（AF=1），都是要求环路增益等于1。不过，由于反馈信号送到比较环节输入端的+、-符号不同，所以环路增益各异，从而导致相位条件不一致。振荡电路的振荡频率fo是由（4.3）的相位平衡条件决定的。一个正弦波振荡电路只在一个频率下满足相位平衡条件这个频率就是fo，这就要求在AF环路中包含一个具有选频特性的网络，简称选频网络。它可以设置在放大电路A中，也可设置在反馈网络F中，它可以用R、C元件组成，也可以用L、C元件组成。用R、C元件组成选频网络的振荡电路称RC振荡电路，一般用来产生1Hz~1MHz范围内的低频信号；而用L、C元件组成选频网络的振荡电路，一般用来产生1MHz以上的高频信号。欲使振荡电路能自行建立振荡，就必须满足AF〉1的条件。这样，在接通电源后，振荡电路就有可能自行起振，或者说能够自激，最后趋于稳态平衡[5]4.1.3考毕兹振荡器的模型及在设计电路中的应用⑴电容三点式振荡器电容三端振荡器与电感三端振荡电路相比，电容三端振荡器的优点是输出波形较好，这是因为集电极和基极电流可通过对谐波为低阻抗的电容支路回到发射极，所以高次谐波的反馈减弱，输出的谐波分量减小，波形更加接近于正弦波。其次，该电路中的不稳定电容（分布电容、器件的结电容等）都是于该电路并联的，因此适当加大回路电容量，就可以兼容不稳定因素对振荡频率的影响，从而提高了频率稳定度。最后，当工作频率较高时，甚至可以只利用器件的输入和输出电容作为回路电容。因而本电路适用于较高的工作频率，考毕兹电路如图4-3所示。L1（a）考毕兹振荡器L1（b）交流等效电路

图4-3电容三端振荡器电路（考毕兹振荡器）L1（a）考毕兹振荡器L1（b）交流等效电路⑵考毕兹振荡器的设计模型根据正弦波振荡器形成振荡的两个条件以及采样电路的要求，设计如图4-4的考毕兹振荡器的设计模型。它由两部分组成：一是放大器部分采用AD8620。二是选频反馈网络。放大器采用同相输入的方式，目的是为了形成正反馈。选频网络采用LC谐振回路，根据设计的需要选择一个频率。采样电路就是要选出一个频率为1.8MHz〜2.4MHz的正弦波。则它的频率由下列公式决定：(4.4)电容C为cic2串联的等效电容(4.5)在考毕兹电路中，可以通过改变电容来改变电路的反馈系数。那么为了在调整电路的频率时频率不受电容的影响，在电容的两端可以通过并联可变电容的方法来解决。因此将一个可变电容C3并联在电感L两端它的值为5〜10P。由于电容的值很小，所以振荡电路的频率为2sLC图4-4所以振荡电路的频率为2sLC图4-4电容三点振荡C=CC=C3+L=22Mh12C]+C2所以f=1.81.9…2.4MHZ4.1.4发射单元电路分析本设计中的声音调频发射部分采用常用分立元件构成电路。如图4-5所示。射频电路由高频振荡器、缓冲放大器、末级功率放大器及天线组成。高频振荡器用来产生载频信号，频点落在32MHz内，通过改变电感量即可改变发射频率。在音频信号的作用下，通过改变品体管极间电容实现调频，产生相应的调频波，射频信号由Q1的发射极输出，送到Q2、L2、C8、R5等组成的缓冲放大器进行功率提升，并可减轻末级放大电路对振荡器的影响。末级为高频丙类窄带放大，通过后级功率放大器对功率再进一步放大，经C13耦合到发射天线向周围空间辐射。调频电路是通过改变品体管极间电容实现调频的，由于任何PN结在加反向电压时，反向电压的变化将会引起结电容的变化，即所谓变容效应。在晶体三极管电路中，集电结就是一个加有反向电压的PN结。利用集电结的变容效应也可实现调频。图4-5中，Q、L、C、C、C、C构成电容三点式振荡电路，其工作原理如下:11357b’C12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1丰C59018?L110p丁33pQ39018丰C833pC13100uE甲12V4R210KSR533K]c3I33pL2R1

01h910C21uINQ1丰C59018?L110p丁33pQ39018丰C833pC13100uE甲C11I+C13220uC6.|/Q210七110p1\9018丫C10R61K■R3R4」-C72.2K1K39p_Jg*C4102p图4-5调频无线发射电路图对高频而言，Q1基极是接地的，所以是共基极电路。集电极■基极间的PN结处于反向偏压状态，结电容Cb,c相当于并联L1加于Q1基极，以改变Q1的基极电位，，而使极间电容Cb,c跟随调制电压而变，C3谐振回路两端，能影响振荡频率。调制电压使集电极与基极间的反向偏压发生了变化，从这就实现了调频。此电路的中心频率可通过回路可变电容C来进行调整，工作在32MHz。3取中心频率为32MHz，经查三极管9018的静态结电容C为2pF，取C、C、Cb’c357的值分别为：3.3pF、10pF、39pF，根据以下频率的计算公式计算电感值。电路的中心频率计算公式如下：1(4.8)式中°5C7_+C+C=11pFC5+C73b，c丫(4.9)1ccr=2.2RH（2兀f0；2C£在实际调试中，电感L1和电容C3需要微调以满足中心频率的要求。4.2音频无线接收电路的设计3得:(4.10)4.2.1接收机电路方框图下面介绍接收机电路图的功能块电路的作用:①调谐（即选台）与变频由于同一时间内广播电台很多，收音机天线接收到的不仅仅是一个电台的信号。12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT12INPUT+(1)INPUT+(2)3'NCNC4'INPUT-(1)INPUT-(2)5GNDGND6GNDGND7OUTPUT(1OUTPUT(2)8NCNC'+5VNC1615141312109TDA2822各电台发射的载波频率均不相同，收音机的选频回路通过调谐，改变自身的振荡频率，当振荡频率与某电台的载波频率相同时，即可选中该电台的无线信号，从而完成选台。选出的信号并不是立即送到检波级，而是要进行频率的变换。利用本机振荡产生的频率与外接收到的信号进行差频，输出固定的中频信号（AM的中频为465KHz，FM的中频为10.7MHz）。中频放大与检波选台、变频后的中频调制信号送入中频放大电路进行中频放大，然后再进行检波，取出调制信号。低频放大与功率放大解调后得到的音频信号经低频放大和功率放大电路放大后送到扬声器或加到耳机，完成电声转换⑺。4.2.2芯片资料⑴TDA2822芯片的管脚：TDA2822各引脚的功能1、放大器1输出；2、供电正电源输入，支持1.8〜15V3、放大器2输出4、地5、放大器2输入负端6、放大器2输入正端7、放大器1输入正端8、放大器1输入负端图4-7TDA2822芯片的管脚图4-8图4-8TDA2822用于立体声放的应用电路⑵CXA1238的详细资料CXA1238是性能优良的收音集成电路，内部有AM、FM的高放、混频、中放、检波、鉴频以及FM立体声解码、自动频率控制电路等功能，CXA1238和其他公司的同类收音IC相比，听觉效果也更理想。集成电路CXA1238S芯片内部框图如图4-9所示。静噪时AM输入锁相环导频检波立体声右声道左声道VCC纹波滤波器滤波器指票，输出集成电路CXA1238S芯片内部框图如图4-9所示。静噪时AM输入锁相环导频检波立体声右声道左声道VCC纹波滤波器滤波器指票，输出£2滤波低通二次VCOFM鼓嚎既AMAFC电FMFM高皿天FM高频地滤波器稳压调整鉴频器奕用电本振压引入本振稳压放回路线输入天线输接地FM/AM调谐申频接址中频二分频二分频指示鉴频器1鉴频器2中放/■鉴频图4-9集成芯片CXA1238S内部框图CXA1238各引脚功能:1、29脚是内部立体声解码用的锁相环振荡器的环路滤波器；2、3脚是内部立体声解码用的振荡信号产生，需要关闭立体声时，可以在2脚接一只电阻对地；4脚是立体声解码信号的检测与指示，收到立体声后灯会亮；5、6脚分别是左右声道音频信号输出；7脚为供电脚，输入2-8V的直流电压可以正常工作；8脚为内部电源滤波；9、10脚为FM自动频率控制的滤波，AM时则是自动增益控制电路的滤波，电容改变延时时间；11脚公共脚接地；12脚调谐指示，调准电台时此灯亮；13脚FM中频信号输入，信号放大后再经过鉴频（调频解调）取出音频信号；14脚AM中频信号输入，信号放大后再经过检波（调幅解调）取出音频信号；15脚AM、FM的波段转接，用于AM波段时应直接接地；16脚FM/AM中频信号输入，然后由不同的选频器选出AM、FM的信号；17脚公共脚接地；18脚FM天线信号输入，一般接拉杆天线，高档机会再加上选频网络，加转换电路接室外天线；19脚AM天线信号选台输入，一般都是磁棒线圈，直接感应空中的电磁波（中波、短波）；20脚FM天线信号选台放大，FM收音的灵敏度、选择性由本脚的电感和电容决定；21脚内部基准稳压电路1.25V，高放振荡偏置；22脚FM振荡信号频率调节，产生比电台高10.7MHz的振荡信号，接收频率范围由此脚决定；23脚FM振荡信号自动频率控制电路，内部是一支变容二极管；24脚AM振荡信号频率调节，产生比电台高465KHz的振荡信号，接收频率范围由此脚决定；25脚静音功能，调台过程中，没调准时噪音大时自动减小音量；26脚FM鉴频器滤波器，目的是为了还原调频的音频信号；27脚立体声压控振荡器调节，此频率最终会受到调频广播中立体声导频解码信号控制；28脚控制电压滤波[9]4.2.3接收机电路分析由图4-10音频无线接收电路图所示，从天线接收到的FM信号。经过30〜40MHz带通滤波器（BPF），加到IC的18脚，送至内部FM前置放大电路，经高放、混频后

解调出10.7MHz的中频信号，并由16脚输出。20脚外接FM高放调谐回路，22脚为FM本振调谐回路。FM中频信号经10.7MHzSPEAKER1C25|_R14•4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4产34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnFM中频信号经10.7MHzSPEAKER1C25|_R14•4.70.1uc=C24'2710籍*1000uC301000u'*VD1BB910R20―十°卜RES2jjc^t1-680p、L347p/69/82DIR19>100K10uL4产34亦5680p18p1士VD2JLBB910C353PFoscC2411o310uKKhz7-pC25/82pnR522C100.4u-4-2.34.7uR13C32|_R15——C4.7C283-TDA28226-0.1u0.1u1000u5-TDA2822R1610IC290.1u1000uSPEAKER2散3.3uC2782p82pR3100765432109222222221ICCXA1238S07,8,9,1R1033u』R65K--R91KMBz10.7MHzC18以LED1C15100uVcc接FM陶瓷鉴频器B3,它的中心频率为10.7MHz,这样可以省去鉴频S曲线的调整，但其色标（表示频率偏差）必须与B2一致。15脚外接波段选择开关，通过IC内部FM/AM直流电路的作用，来选择工作状态。当S1断开时为FM波段，S1接地时为AM波段。12脚为调谐指示驱动电路的输出端，使得接收信号最大时，外接发光二极管LED1七匕二启吉指示最亮。经检波后的立体声复合信号（或单声道信号），由IC内直流放大器放大、滤波后变换成AGC/AFC控制电压，由10脚输出，通过R1反馈至23脚，用于控制内接变容管的等效电容，以达到修正本振频率的作用。改变外接电容C7的容量，可以调整AFC的引入范围。立体声复合信号经放大后，分别送至立体声解调器、鉴相器1和鉴相器2。鉴相器1、压控振荡器（VCO）和分频器组成锁相环。VCO产生76kHz的振荡信号，经二分频变成38kHz立体声解调开关信号，送至解调放大器。再经过二分频，移相90°后的19kHz信号与复合信号中的19kHz导频信号在鉴相器1中进行相位比较，输出一个误差电压。由外接滤波器（29脚和1脚之间）滤除高频成分后，用于控制VCO的振荡频率和相位，直至环路锁定。VCO的自由振荡频率可以通过27脚外接电阻来微调，从而调整跟踪导频信号的捕捉范围。鉴相器2的作用是鉴出立体声/单声道开关控制信号。当分频后的19kHz信号和输入导频信号的频率相同，相位差为零时，输出正电压最大，经低通滤波器滤波2、3脚外接电容）和直流放大后，打开“立体声/单声道”开关，并驱动点亮4脚外接立体声指示发光二极管LED2。另外，4脚还可用来检测VCO振荡频率。解调放大输出的左、右声道信号，分别从6脚和5脚输出，送给TDA2822双功放电路的输入端6脚和7脚。TDA2822采用8脚双列直插封装，体积小，外围元件少，工作电源电压范围2〜9V，在Vcc=6V时，输出功率为430mW/8Q和240mW/16Q；在V/4.5V时，输出功率为220mW/8Q和125mW/16Q。RP2为立体声双联电位器，控制左、右声道的音量，XS为立体声插座，可用于外接立体声耳机或一对小型音箱。（说明：本电路尽管提供了双声道信号的解码、放大输出，但该系统只使用了一个声道）。4.2.4音频无线接收电路印刷板方案在制作无线接收电路的过程中，有很多与低频电路相比需要特别注意的地方。总的来说，高频PCB布线规则为：⑴尽可能缩短高频元器件间的距离，提高抗干扰性。⑵具有较大电位差的器件，应当加大它们之间的距离。⑶要考虑信号流程保持一致即从左至右流向，电源流程与信号流程方向相反。⑷高频电路注意布线方向，注意分布参数，两层之间应尽量垂直布线。⑸接地线应当适当的增加宽度，减少阻抗值，从而减少由于PCB版本身的阻抗对信号的干扰，增加系统的抗干扰性。音频无线接收电路印刷板图如下:4.3电源模块设计4.3.1单元电源电路设计为了能够让发射机更好，更稳定地工作，采用了图4-12所示发射机单元电源电路，由电源变压器、桥堆和滤波电容器所组成。电源变压器的初级电压输入为220V，次级输出电压为12V。由于发射主机所需的是12V电源，而接收电路所需的是5V电压，经滤波电容和三端稳压集成电路7812后得到发射机所需的12V电压，7812能将15V〜25V的直流电压变换成12V的稳定电压，在12V的电压中含有少量的低频成分和接收外界的高频成分，再经后一级滤波后送三端稳压集成电路7805,7805能将大于7V〜15V的直流电压变换成5V的稳定电压，所以电源电路送到7812的电源电压不能低于15V，否则发射机将得不到12V的工作电压。由于发射整机工作电流一般都在300〜500毫安左右，一般来说要给三端稳压集成电路7812、7805加散热片。采用79系列的稳压片可得到-12V和-5V的直流电压。4.3.2直流稳压电源的检测本系统对电源要求高，因为稳定性和可靠性在发射电路重要意义。为了提高稳定性，所以采用如图4-12的稳压电源，电源电路的主要部件采用集成的三端稳压器件如7812与7805，稳压电源输入电压范围宽，输出电压稳定，抗干扰能力强，以满足调频发射机的要求［1幻直流稳压电源电路图:图4-12发射机单元电源电路图图4-12发射机单元电源电路图数字万用表对稳压电源的测试结果：表4-1稳压电源的测试结果输入级（原）滤波稳压输出输出级+12V直流稳压电源220V11.998V4.997V5系统测试5.1分级调试⑴单工无线发射机调试：由于发射机线圈采用的是电视机中周改装而成，电视机中周的中频为38MHz，为了使电容电感在32MHz频点达到最佳匹配，需要调觐、C值。具体的调试方法为：在LC振荡电路中，把振荡产生的信号接入示波器，观察示波器，调节中周的磁芯改变L的值使示波器的频率读数达到32MHz左右。中周底部本身就含有一个电容，但是根据感抗值与容抗值相等，经计算需要增大电容值才能实现最佳匹配。所以可并联不同容值的电容，观察示波器波形，使幅度达到最大，贝L、C实现最佳匹配。在调试后两级LC选频网络的过程中，主要是用高频信号发生器产生一个32MHz的载波信号接入选频网络的输入端，把选频网络的输出端接入数字存储示波器，首先调节中周的磁芯使示波器上的输出波形幅度调至最大，且波形没有失真。通过并联电容来改变回路的容抗值使L、C实现最佳匹配，使波器上的波形在32MHz时幅度调试至最大，且波形无明显失真。完成LC选频网络的调试，用插线连接各级电路。⑵单工无线接收机调试：首先把接收机的本振和选频部分接入电路，把接收机的扬声器两路信号接入数字存储示波器。利用高频信号发生器进行信号发射，通过数字存储示波器观察波形。改变高频信号发生器的频率，同时注意观察示波器的波形，当示波器的信号幅度最大时，可以确定线圈的谐振点，然后改变线圈的磁芯，重新改变高频信号发生器的频率，同时观察示波器进行调整。当高频信号发生器的发射频率调至32MHz时，示波器的波形幅度调至最大，且波形无明显失真，完成接收机的调试。接收机不需要通过改变电容来改变回路的容抗值，是因为电路中有一个变容二极管，变容二极管主要通过改变两端的电压来改变它的容值。5.2统调⑴用低频信号发生器给调频发射电路以一定频率的信号（一个300Hz〜3400Hz的正弦波）接入无线发射机电路的音频输入点通过单工无线发射机进行发射，然后用调频接收机装置来接收，用示波器来检测调频接收输出的信号和信号源波形基本相同，这说明发射接收部分工作正常。统调的系统框图：图5-1统调的系统框图⑵用CD机输入单工无线发射机一个音频信号，进行发射。通过接收机进行接收，把扬声器接入电路。通过微调整发射和接收机线圈进一步进行调整，使音乐的声音响度和清晰度得到改善。可以在发射电路正负电源之间适当的并联电容，进行滤波，减少杂波干扰，使音乐信号达到最佳的播放效果。5.3发射机频率测试和峰值功率测试通过在放大器输出端接上50。的假负载，并通过示波器观测50。假负载电阻上的波形，记录调频波的中心频率和峰峰值电压vop-，p并用公式：

Pomax8R(5.1)L图Pomax8R(5.1)L经过测试，电路的工作指标：峰值功率^20mW。5.4测试使用的仪器测试使用的仪器设备如表5-1所示。表5-1测试使用仪器设备序号名称、型号、规格数量备注1DF1640型1000MHz高频信号发生器1带调幅、调频及外调制功能2MY-65数字万用表13DF1731SD3A直流稳压电源130V4600DPI惠普激光打印机15DS5062数字存储示波器160MHz6DF1647低频信号发生器110MHz6结论测试结果表明，设计要求的各项指标均可以实现，尽管发射功率符合要求，但仍有点偏高，原因可能是功放级工作点设置不当，或前级增益过高，需精心调整功放级工作点及前级增益来解决此问题。要得到稳定度高的发射频率应采用锁相环技术，来降低中心频率的漂移。此外，语音信号采用调频方式与调幅相比，有利于改善输出音频信号的信噪比，以保证语音业务的可靠传输。单工无线发射接收系统应用了大量的高频电子线路技术，尤其是其中的高频信号处理设计电路要有电路调试的环境，受实际调试环境的影响教大，调试具有较大难度。所以在制作PCB板过程中，一定要遵循高频布线规则，并且可以在焊接电路的过程中适当接入退藕电容，有效的滤除杂波信号的干扰。通过方案论证、资料查询及电路设计和反复调试，不断的解决电路调试过程中的问题，最终在规定的时间内完成了设计任务。如果能更好的解决系统屏蔽效果和抗干扰性，单工无线发射接收系统语音传输的稳定性、可靠性效果会更好。参考文献全国大学生电子设计竞赛组委会.第五届全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编,第1版，北京理工大学出版社，2003年，36-38.黄智伟，王彦，陈文光.全国大学生电子设计竞赛训练教程，第1版，电子工业出版社，2005年，73-82.青木英彦.模拟电路的设计与制作，第1版，科学出版社，2005年，119-131.铃木宪次.高频电路的设计与制作，第1版，科学出版社，2005年，139-173.张肃文，陆兆熊.高频电子线路，第3版，高等教育出版社，2004年，1-77.第二届全国大学生电子设计竞赛组委会.第1版，全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编(1994-1995),北京理工大学出版社，1997年，103-135.全国大学生电子设计竞赛组委会.第1版，第四届全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编(1999),北京理工大学出版社,2001年,68-98.全国大学生电子设计竞赛组委会，第1版，全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编(2003),北京理工大学出版社,2005年，124-138.游向东，孙孝强.互联互通呼叫测试仪的设计，电子产品世界，2003年，期号：9上半月，62-65.中国科技信息研究所与美国国际数据集团合办.电源用元器件技术及发展趋势，电子产品世界，2003年，期号：5下半月，42-44.刘立枫，赵民建.信号接收机，中国无线电电子学文摘，2005年，31期，45-47.宋东生.整流滤波电路，无线电，2002年，453期，42-43.孟庆宗.电力电子技术，1979年，第2期，23-25.周兴华.变容二极管和电调谐，电子世界，2000年，第6期，54.林鸿生，石林初.关于晶体管发射极电流集边效应理论的研究，电子器件，2002年，第3期，209.ZOUHongxing,DAIQionghai,ZHAOKe.SubspacesofFMmlettransform,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002V)l.45No.2,152.WUXunwei,HANGGuoqiang,MassoudPedram.LowpowerDCVSLcircuitsemployingACpowersupply,SCIENCEINCHINA(INFORMATIONSCIENCES),2002Vol.45No.3,232.英文资料及中文翻译ModulatingDirectDigitalSynthesizerinaQuickLogicFPGADDSOverview:Inthepursuitofmorecomplexphasecontinuousmodulationtechniques,thecontroloftheoutputwaveformbecomesincreasinglymoredifficultwithanalogcircuitry.Inthesedesigns,usinganon-lineardigitaldesigneliminatestheneedforcircuitboardadjustmentsoveryieldandtemperature.AdigitaldesignthatmeetsthesegoalsisaDirectDigitalSynthesizerDDS.ADDSsystemsimplytakesaconstantreferenceclockinputanddividesitdownatoaspecifiedoutputfrequencydigitallyquantizedorsampledatthereferenceclockfrequency.ThisformoffrequencycontrolmakesDDSsystemsidealforsystemsthatrequireprecisefrequencysweepssuchasradarchirpsorfastfrequencyhoppers.Withcontrolofthefrequencyoutputderivedfromthedigitalinputword,DDSsystemscanbeusedasaPLLallowingprecisefrequencychangesphasecontinuously.Aswillbeshown,DDSsystemscanalsobedesignedtocontrolthephaseoftheoutputcarrierusingadigitalphasewordinput.Withdigitalcontroloverthecarrierphase,ahighspectraldensityphasemodulatedcarriercaneasilybegenerated.ThisarticleisintendedtogivethereaderabasicunderstandingofaDDSdesign,andanunderstandingofthespuriousoutputresponse.Thisarticlewillalsopresentasampledesignrunningat45MHzinahighspeedfieldprogrammablegatearrayfromQuickLogic.AbasicDDSsystemconsistsofanumericallycontrolledoscillator(NCO)usedtogeneratetheoutputcarrierwave,andadigitaltoanalogconverter(DAC)usedtotakethedigitalsinusoidalwordfromtheNCOandgenerateasampledanalogcarrier.SincetheDACoutputissampledatthereferenceclockfrequency,awaveformsmoothinglowpassfilteristypicallyusedtoeliminatealiascomponents.Figure1isabasicblockdiagramofatypicalDDSsystemdesign.ThegenerationoftheoutputcarrierfromthereferencesampleclockinputisperformedbytheNCO.ThebasiccomponentsoftheNCOareaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.AnoptionalphasemodulatorcanalsobeincludeintheNCOdesign.ThisphasemodulatorwilladdphaseoffsettotheoutputofthephaseaccumulatorjustbeforetheROMlookuptable.ThiswillenhancetheDDSsystemdesignbyaddingthecapabilitiestophasemodulatethecarrieroutputoftheNCO.Figure2isadetailedblockdiagramofatypicalNCOdesignshowingtheoptionalphasemodulator.FIGURE1:TypicalDDSSystem.FIGURE2:TypicalNCODesign.TobetterunderstandthefunctionsoftheNCOdesign,firstconsiderthebasicNCOdesignwhichincludesonlyaphaseaccumulatorandasinusoidalROMlookuptable.ThefunctionofthesetwoblocksoftheNCOdesignarebestunderstoodwhencomparedtothegraphicalrepresentationofEuler’sformulaejwt=cos(wt)+jsin(wt).ThegraphicalrepresentationofEuler’sformula,asshowninFigure3,isaunitvectorrotatingaroundthecenteraxisoftherealandimaginaryplaneatavelocityofwrad/s.Plottingtheimaginarycomponentversustimeprojectsasinewavewhileplottingtherealcomponentversustimeprojectsacosinewave.ThephaseaccumulatoroftheNCOisanalogous,orcouldbeconsidered,thegeneratoroftheangularvelocitycomponentwrad/s.Thephaseaccumulatorisloaded,synchronoustothereferencesampleclock,withanNbitfrequencyword.ThisfrequencywordiscontinuouslyaccumulatedwiththelastsampledphasevaluebyanNbitadder.TheoutputoftheadderissampledatthereferencesampleclockbyanNbitregister.WhentheaccumulatorreachestheNbitmaximumvalue,theaccumulatorrollsoverandcontinues.PlottingthesampledaccumulatorvaluesversustimeproducesasawtoothwaveformasshownbelowinFigure3.FIGURE3Euler’sEquationRepresentedGraphicallyThesampledoutputofthephaseaccumulatoristhenusedtoaddressaROMlookuptableofsinusoidalmagnitudevalues.Thisconversionofthesampledphasetoasinusoidalmagnitudeisanalogoustotheprojectionoftherealorimaginarycomponentintime.Sincethenumberofbitsusedbythephaseaccumulatordeterminesthegranularityofthefrequencyadjustmentsteps,atypicalphaseaccumulatorsizeis24to32bits.SincethesizeofthesinusoidalROMtableisdirectlyproportionaltotheaddressingrange,notall24or32bitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMsinusoidaltable.OnlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddressthesinusoidalROMtable,whereY<NbitsandYistypicallybutnotnecessarilyequaltoD,andDisthenumberofoutputmagnitudebitsfromthesinusoidalROMtable.SinceanNCOoutputsacarrierbasedonadigitalrepresentationofthephaseandmagnitudeofthesinusoidalwaveform,designershavecompletecontroloverfrequency,phase,andevenamplitudeoftheoutputcarrier.ByaddingaphaseportandaphaseaddertothebasicNCOdesign,theoutputcarrieroftheNCOcanbeMarrayphasemodulatedwhereMequalsthenumberofphaseportbitsandwhereMislessthanorequaltotheYnumberofbitsusedtoaddressthesinusoidalROMtable.ForsystemdesignsthatrequireamplitudemodulationsuchasQAM,amagnitudeportcanbeaddedtoadjustthesinusoidalROMtableoutput.NotethatthisportisnotshowninFigure2andthatthisfeatureisnotdemonstratedinthesampleQuickLogicFPGAdesign.Finally,frequencymodulationisagivenwiththebasicNCOdesign.Thefrequencyportcandirectlyadjustthecarrieroutputfrequency.SincefrequencywordsareloadedintotheDDSsynchronoustothesampleclock,frequencychangesarephasecontinuous.AlthoughDDSsystemsgivethedesignercompletecontrolofcomplexmodulationsynthesis,therepresentationofsinusoidalphaseandmagnitudeinanon-lineardigitalformatintroducesnewdesigncomplexities.Insamplinganycontinuous-timesignal,onemustconsiderthesamplingtheoryandquantizationerror.TounderstandtheeffectsofthesamplingtheoryonaDDSsystem,itisbesttolookattheDDSsynthesisprocessesinboththetimeandfrequencydomain.Asstatedabove,theNCOgeneratesasinusoidalwaveformbyaccumulatingthephaseataspecifiedrateandthenusesthephasevaluetoaddressaROMtableofsinusoidalamplitudevalues.Thus,theNCOisessentiallytakingasinusoidalwaveformandsamplingitwiththerisingorfallingedgeoftheNCOinputreferencesamplingclock.Figure4showsthetimeandfrequencydomainoftheNCOprocessing.Notethatthisrepresentationdoesnotassumequantization.Basedontheloadedfrequencyword,theNCOproducesasetofamplitudeoutputvaluesatasetperiod.Thefrequencydomainrepresentationofthissinusoidisanimpulsefunctionatthespecifiedfrequency.TheNCO,however,outputsdiscretedigitalsamplesofthissinusoidattheNCOreferenceclockrate.Inthetimedomain,theNCOoutputisafunctionofthesamplingclockedgestrobesmultipliedbythesinusoidwaveformproducingatrainofimpulsesatthesinusoidamplitude.Inthefrequencydomain,thesamplingstrobesofthereferenceclockproduceatrainofimpulsesatfrequenciesofKtimestheNCOclockfrequencywhereK=...-1,0,1,2....Sincethesamplingclockwasmultipliedbythesinusoidinthetimedomain,thefrequencydomaincomponentsofthesinusoidandthesamplingclockneedtobeconvolvedtoproducethefrequencydomainrepresentationoftheNCOoutput.ThefrequencydomainresultsaretheimpulsefunctionatthefundamentalfrequencyofthesinusoidandthealiasimpulsefunctionsoccurringatKtimestheNCOclockfrequencyplusorminusthefundamentalfrequency.Thefundamentalandaliascomponentoccurat:K*Fclk-FoutK*Fclk+FoutWhereK=...-1,0,1,2.....andK=0istheNCOsinusoidfundamentalfrequencyFoutisthespecifiedNCOsinusoidoutputfrequencyFclkistheNCOreferenceclockfrequencyFIGURE4NCOOutputRepresentationTimeandFrequencyDomainTheDACoftheDDSsystemtakestheNCOoutputvaluesandtranslatesthesevaluesintoanalogvoltages.Figure4showsthetimeandfrequencydomainrepresentationsoftheDACprocessingstartingwiththeNCOoutput.TheDACoutputisasampleandholdcircuitthattakestheNCOdigitalamplitudewordsandconvertsthevalueintoananalogvoltageandholdsthevalueforonesampleclockperiod.ThetimedomainplotoftheDACprocessingistheconvolutionoftheNCOsampledoutputvalueswithapulseofonesampleclockperiod.Thefrequencydomainplotofthesamplingpulseisasin(x)/xfunctionwiththefirstnullatthesampleclockfrequency.Sincethetimedomainwasconvolved,thefrequencydomainismultiplied.ThismultiplicationdampenstheNCOoutputwiththesin(x)/xenvelope.ThisattenuationattheDACoutputcanbecalculatedasfollowsandasampleoutputspectrumisshowninFigure5:Atten(F)=20log[(sin(pF/Fclk)/pF/Fclk)]WhereFistheoutputfrequencyFclkisthesampleclockfrequencyFIGURE5:DACOutputRepresentationinTimeandFrequencyDomainAsidefromthesamplingtheory,thequantizationoftherealvaluesintodigitalformmustalsobeconsideredintheperformanceanalysisofaDDSsystem.ThespuriousresponseofaDDSsystemisprimarilydictatedbytwoquantizationparameters.TheseparametersarethephasequantizationbythephaseaccumulatorandthemagnitudequantizationbytheROMsinusoidaltableandtheDAC.Asmentionedabove,onlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorareusedtoaddresstheROMlookuptable.Itshouldbenoted,however,thatusingonlytheupperYbitsofthephaseaccumulatorintroducesaphasetruncation.Whenafrequencywordcontaininganon-zerovalueinthelower(N-Y-1:0)bitsisloadedintotheDDSsystem,thelowernon-zerobitswillaccumulatetotheupperYbitsandcauseaphasetruncation.Thefrequencyatwhichthephasetruncationoccurscanbecalculatedbythefollowing:Ftrunc=FW(N-Y-1:0)/2N-Y*Fclk.Aphasetruncationwillperiodically(attheFtruncrate)phasemodulatetheoutputcarrierforward2p/28tocompensateforfrequencywordgranularitygreaterthan2Y.Thephasejumpcausedbytheaccumulationofphasetruncatedbitsproducesspursaroundthefundamental.Thesespursarelocatedplusandminusthetruncationfrequencyfromthefundamentalfrequencyandthemagnitudeofthespurswillbe-20log(2Y)dBc.AsampleoutputofaphasetruncationspurisshowninFigure5.InatypicalNCOdesign,theROMsinusoidaltablewillholdasinewave(0,p/2)ofmagnitudevalues.TheROMtableisgeneratedbytakingallpossiblephasevalueaddressesandmaptoarealmagnitudesinevalueroundedtothenearestDbits.Thus,themaximumerroroutputis土-%LSBgivingaworstcasespurof-20log(2D)dBc.LiketheNCOROMtable,aDACquantizesthedigitalmagnitudevalues.ADAC,however,outputsananalogvoltagecorrespondingtothedigitalinputvalue.WhendesigningtheNCOsinusoidalROMtable,oneshouldtakesomeempiricaldataontheDAClinearity