通信原理-chapter4.part第四章数字基带传输系统

第四章数字 11电14.72眼图EyeDiagram实际系统测试并调整ISI：用眼图Agilent和

图：Agilent安捷伦MSO7032A350MHz/2个模拟通道和163EyeDiagram基带（Pulse基带（Pulse)

抽滤滤波观察眼图的方法示波器水平扫描周期：码元周期同步在传输二进制信号波形时,示波器显的图形很像人的眼睛，故名“眼图”44.7眼图110111010001t0-

tt0

睛张开得较小，且眼图不端正AWGN眼图的线迹变成了比眼 较模糊的带状的线，噪声越大54.7眼图S-S----Oh(tSOtSO接收抽样时刻t=126眼图观察.1111010001t0tt0

看出系统ISI的强弱，用以善系统性能从图形上并不能观察到随机眼图噪声的全部形态例，小概率的大幅度噪声，在示波器上一晃而过，人眼是观察不到。所以，只能大 7眼图最

最佳抽样时刻：“眼睛”张开最大的时 抽样时刻灵敏度：眼图斜边的斜率。斜率越大，图越窄，对AWGN：上下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限，噪声瞬时值超过它就可能发生错误最 门限： 的横轴位置对应 门限电平 4.7眼图无噪声，无SNR=4dB，BER=10-SNR=0dB，BER=10-9均衡器基带基带（Pulse)gT(t)GT(gT(t)GT(f抽抽

接滤滤波gR(t)GR(fHH(f)GT(f)C(f)GR(f之前假设：理无线信道：c(f)是一直变化的（ChannelEstimation也有误差这会导致例如，多图：多径传输对信号的影响（时域、频域需要解决问题如何解决信 4.8基带基带（Pulse)接收滤波均接收滤波均衡抽样设计思想平衡掉变化的信道；均衡器有Pre-Equalization和Post-Equalization,均衡均衡分为‘频域均衡’和‘时域均衡频域均衡频率特性，使包括均衡器在内的基带系统的总特性 Tsk

H(

)时域均衡：用均衡器产生的时间波形去校正已畸变的波形，使括均衡器在内的整个系统的冲激响在随参信道用的比较多（这都不 h[kT] kh[kT] k4.8均衡如果H(ω)不满

设计均衡器 Tsk

H(

)4.8均衡频域.图：Behringer27信道的专 设备将信号通过一系列滤调节各个频率点的响应（此时目的不一定是为了消除4.8均衡h[kT] h[kT] k假设：信道多径的系数完全已假设 复杂度不受限制4.8均衡时域.

CN-

CN-

电x- x-

y-

hT(t)Cn(tnTSn

时域均衡器：‘横向滤波器’可调节滤波器系无限长：对应多径的个抽头系数可调：随时校正系统的时间响应，并可能适用于任何系统，要是无线系4.8均衡时域.均衡器冲激响应hT(t)Cn(tnTS若输入一个接收波形x(t)，均衡器输出在抽样时刻NNCnxkn

y(t)x(t)*hT(t)Cnx(tnTSNnN y(kTS)Cnx(kTSnTS)Cix[(kn)TSn n除y0以外的所有yk都属于波形失真引起的4.8时域.【例】设有一个三抽头的横向滤波器，其C-1=-1/4,C0=1,C+1=-1/2；均衡器输入x(t)在各抽样点上的取值分别为：x-1=1/4,x0=1,x+1=1/2，其余都为零。NCnxkn系数为何是负的当k=0时，可

11y0CnxknC1x1C01

C 1 当k=1时，可

y1Cnxkn

C0x1C1x0当k=-1时，可

11y1Cnx1nC1n1

C0x1C1x2 由此例可见，除y0外，得到y-1和y＋1为零，而y－2和y＋2不为零这说明，信道多径>3条，而‘均衡器’只有3个值是不够的 4.8均衡 在抽头数有限情况为了反映这些失真的大小，一般采用‘峰值失真准则’和‘均方准则’作为衡量标 峰值失真准则

y

ykkk除=0以外的各样值绝对值之和反映了码间串扰的最大值，0是有用信号样值，所以峰值失真D就是ISI最大可能值与有用信号样值之。对于完全消除码间干扰的均衡器而言，应有D=0；对于码间干扰为零的场合，希望D有最小值4.8均衡 均方均方失真准则为ye 1 yy kk其物理意义与峰值失真准则相似；只不过用平方（能量）来衡量这两种准则都是根据均衡器输出的单个脉冲响应来规定另外，在分析横向滤波器时，均把时间原点(t=0)假设在滤波器中心点(即C0处)如果时间参考点选择在别处，则滤波器输出的波形形状是相同的 所同的仅仅是整个波形的提前或推迟 4.9无ISI基带系统的抗噪声基带基带（Pulse)接收滤波均接收滤波均衡抽样本小节问题基带系统在AWGN条件下的误码率(理论值4.9基带系统的误码率假设：基带信号s(t)为二进制双极性，电平值为+A或-A，等概通过接收滤波器(忽略均衡器)后的输出信y(t)s(t)nR(t)抽样

AnR(KTs 发送‘1’y(KTs)An(KT 发送‘0’A 0

(抽样脉冲 4.9基带系统的误码率A 无噪声时，能够无差错地恢复基存在噪声时，波形就可能出现两 错误：原“1”错判成或原“0”错判成“1”，图中带“*”的码元就是错4.9基带系统的误码率y(t)s(t)nR(t)随机性完全体现在随机性完全体现在发送A，接收到的一个‘概率 下面分析由于信道加性噪声引起的误码概率Pe，简称误码率SER对二进制来说，误码率SER和误信率BER是等同的4.9基带系统的误码率当发送“1”时，接收信号y(KTs)AnR(KTs 的一维PDF为f1(y)

2

exp[

(yA)2当发送“0”时，接收信y(KTsAnR(KTs的一维PDFf0(y)

2

exp[

(yA)2n ny

规则 门限

y(KT)

判为 y(KTs)

判为- O

(电压

P(0/1)：绿色阴影发送1而判为0的概

4.9基带系统的误码率- 发“1”错判“0”的概率

发“0”错判“1”的概率p(0/1)p(

Vd)1

1f(1n(yn

P(1/0)P(y0Vd)

f0(2

(y2

11erf[

11erf[vdA 4.9基带系统的误码率二进制基带传输系统总的误码率可表示为PPeP(1)P(0/1)P(0)P(1/0)P(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[2222A]}4.9基带系统的误码率– 二进制基带系统误码率Pe与P(1)，P(0)和Vd有关通常P(1)和P(0)是由信源决nA n我们可以调：误码率最小 门限电平（最佳门限电平）

PPP(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[e n n- O 假设：只有Vd是变Pe：可能是有起伏的曲Pe的极dPdPe则可求得最佳门限电vvd nd

P(0)PP(1){1PP(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[e n n4.9基带系统误码率–等概 等概门限恒定很吸引这时,基带传输系统总误码率 1P(0/1)1P(1/0)1erfc(

2

vvd- 图：最佳门限使面积之和最 1P(0/1)1P(1/0) 1erfc( 2‘双极性’基带信如果发送概率相等，且使用最佳门限电平总误码率SER仅依赖于信号峰值A与噪声均方根值σn的比值；若比值A/σn越大(SNR)，则Pe就越小‘单极性’基带信电平取值为+A（对应“1”码）或0（对应“0”码）接收信号影响：在发“0”码时，只需将f0(y)曲线的分布中心到0即可最佳门限变为

dvd

n

单极性基带信号