射频功放仿真基本方法

功率器件仿真基本方法对于微波大功率有源器件来说，其输入输出阻抗是一个关键的参数，且不易测量。而在设计中，没有这些参数，设计将无从下手。目前微波大功率的有源器件大多采用金属氧化物半导体场效应晶体管(LDMOSFET-LateralDiffusedmetallicoxidesemiconductorfieldeffecttransistor)因此本文以LDMOS功率管的仿真为例探讨微波有源器件仿真。由于大家所公认的大功率器件仿真的难度，特别是在器件模型建立方面的难度，使得这一工作较其他电路如小信号电路仿真做的晚，且精度也较小信号电路低。目前公司内部在这方面所作的工作也相对较少。随着技术的发展，目前的很多仿真软件已经做的很完善，如ADS，它可以提供各种数字和模拟系统及电路的仿真平台，用户的主要任务就是给目标器件建模和搭建电路。而目前我们使用的主流LDMOS器件即Motorola的大部分器件均提供ADS仿真的模型，我们只要直接使用，这给我们的仿真工作带来了极大的方便，极大的减小了工作量，并提高了准确度。本文主要探讨使用ADS2002仿真计算大功率LDMOS器件的工作点、输入输出阻抗及其对应的线性指标、电流、增益等电参数。1LDMOS器件模型首先我们了解一下Motorola的LDMOS器件库的情况。图1.1是其在原理图中的符号MRFMET^MOOELMRF3MODEL二MRF183TSNK=25RTH=-1CTHFMRFMET^MOOELMRF3MODEL二MRF183TSNK=25RTH=-1CTHFMRF_fcFT_PP_MODELMRF4MODEL二MRF185TBNK二25RIH二-1CIH=dMRFROOTMODELMRF5MODEL二MRF1830GMRFROOTPP_MODELMRF6MODEL-MRF1S5图1.1MotorolaLDMOS器件模型它的器件分为两类：单管(MRF_MET_MODEL&MRF_ROOT_MODEL)和对管(MRF_MET_PP_MODEL&MRF_ROOT_PP_MODEL)。从上面的名称我们可以看出，每一个管子有两个模型，即MET模型和ROOT模型。METLDMOS模型(MotoElectroThermalModel)是一个经验大信号模型，它可以精确的描述在任意的偏置点和环境温度下的电流电压特性。其大信号和小信号模型分别如图1.2和图1.3所示［1］。ROOT模型是一种基于HPRootFETModelgenerator产生的数据库模型，该模型生成器根据小信号的S参数和测量得到的直流数据生成大信号模型。ROOT模型给出的器件特性是偏置点、频率和功率电平的函数。该模型适用于已经有测量数据但是物理的或经验的模型还没有建立的器件的仿真［2］。Ids:IdimltJ'-ffVds)Qds=^Vds,T)依侦阳T)Itherm=Vds,Vg^jVgd,Vrg,Vrd,VrsydiIds:IdimltJ'-ffVds)Qds=^Vds,T)依侦阳T)Itherm=Vds,Vg^jVgd,Vrg,Vrd,Vrsydiodc_r}Rd,Rg,fcliodc=flT)-Vd■--Vrd--AVWDniinRdViioSourceYdsRdioJi?IdioderAvd[ode-r[chernThermalQ4-QvjsnLs»l§图1.2大信号等效电路METLDMOS模型s»l§Rg(割GdgRdGateo—/Wv■(■Wv—°Drainx+Vgd-+Vds0Source0SourceForwardBiasGitii=<J)[I=Vgs*Gm】"cxp<jwTAl1)ReverseBias(Gim|0)12=Vgd*Gni]*exp(-jwTAU)图1.3小信号等效电路METLDMOS模型根据上面对MotorolaLDMOS器件库的认识，在下面的讨论中，我们首先选用目前使用比较多的中等功率管MRF9045的MET模型。下面我们按照设计的一般步骤，对MRF9045进行仿真、设计。2直流工作点仿真直流偏置仿真电路如图2.1所示，该电路使用了ADS内置的场效应管的直流仿真模块FETCurveTracer，使得该电路十分的简洁明了。该电路仿真常温（25。。）下漏级电流随栅源电压VGS和漏源电压VDS的变化情况。图中，MotorolaLDMOS管有三个参数:TSNK-HeatSinkTemp,RTH-ThermalResistancecoeff.,CTH-ThermalCapacitance,该电路均使用默认值。MOT1DMOSNCIUDENIDIIECHNCLUDEMilDrainDisplayTeniplate"DC_Fnr_rncIMOT1DMOSNCIUDENIDIIECHNCLUDEMilDrainDisplayTeniplate"DC_Fnr_rncIE=T商1VGS一田奸33VGS_stop4VGS_pointe9VDSsiart0VUS-stop^bOVDSpoinfs=51DMRrjvir-^MonrimrfFMaoriTSNK-25SIM1.VGS=4.000SIM1.VGS=3.900SIM1.VGS=3.800SIM1.VGS=3.700VDSSIM1.VGS=3.600SIM1.VGS=3.500SISIM1.VGS=4.000SIM1.VGS=3.900SIM1.VGS=3.800SIM1.VGS=3.700VDSSIM1.VGS=3.600SIM1.VGS=3.500SIM1.VGS=3.40027.00010.15(图2.1常温直流偏置仿真电路仿真结果如图2.2所示:MoveMarkermltoupdatevaluesbelow:DevicePowerVDSConsumptionatm1biaspoint,Watts在Motorola的MET模型中，可以模拟环境温度的变化。下面固定漏源电压为27V,仿真漏级电流随温度和栅源电压的变化情况，电路如图2.3,结果如图2.4所示。VDCSRC2

-=-Vdc^27flUSTfMUILDMDSINCLUDEMOT_TCCH_IMCLUDEMilV_DCSRC1附尸vt*lUtlMODELMRFMRF1MODEL—W?F9045TSNK=TcmpKTH，[CHk-1薜JPARAMETERSWEEPIPar^nSweep匾]VAHSweeplVAR1SwccpVai^MiS*SimlnstanceName[1fTDC1"Simln&tanccNamc|2]=SimInsl娘]~SimInstanceNamepI]=SimlnstanceName{6]S1art=3J2Skip-4Sle|右IOTip-2tl

VGS=35817

Tf1=TempDCDC1SwccpWr=*Temp*Start40Stop=fiOUrr图2.3漏级电流随温度和栅源电压变化的仿真电路Temp从图2.4中，我们可以明显得看见固定VGS的情况下，漏级电流随环境温度的变化情况。工作点是用漏级电流来衡量的，因此上图也体现了工作点随温度的漂移，在实际的电路中必须采取措施进行补偿，即使VGS随温度变化，使得静态漏级电流为一常数。图2.5的电路用于仿真在给定的漏级静态电流（350mA）的情况下，栅源电压和温度的关系曲线（图2.6）。M)ILIWSHCLUUL|PARAMETERM)ILIWSHCLUUL|PARAMETERSWEEP|__WF阳MOCE_-WF1MDUlL=m9045TSMt=TerrpRllklCTHMioirhmin=MH咤raEwcefi%岫Snr胱pMa"T创OffSla仁诵StopF®1副OP伽IGoalOptrilBaall1001Mk=H2iQ,001鹿心LipkteaslOptrnOptirnlE]var卧州VAR2VARI山颈0Terr^5"4350伯5或5017晒2协9}HWOIfl-Tetnp图2.5给定漏极电流计算栅源电压随温度的变化图2.6栅源电压随温度的变化（Vds=27V,Id=350mA）通过直线拟合，可以得到温度补偿系数为1.98mV/°C。补偿后静态电流如图2.7所示，其工作点漏级电流的漂移量为5.5mA，相对漂移量为1.59%（在-40C〜80C范围内）。

isR0.3440.3510.3500.3490.3480.3470.3460.345-40-2002040isR0.3440.3510.3500.3490.3480.3470.3460.345-40-20020406080Temp对于不同的固定静态电流，其栅源电压随温度的变化如图2.8所示（为了方便比较其变化率，对其25°C时的电压归一）。图中给出了IDQ=200,350,500,800mA四个工作点VGS随温度的变化情况。图中明显看出，不同的工作点其变化斜率有微小的变化。静态电流越大，其随温度的变化就越小。SGVeaalnwvecruoo1.051.041.031.021.011.000.99Temp(oSGVeaalnwvecruooTemp(oC)0.96-40-200204060800.97图2.8归一化IV曲线随温度的变化3LoadPull仿真计算输入输出阻抗从微波理论的角度看，有源器件实际上可以看着一个双端口网络，只是其端口阻抗不是我们平时习惯运用的50Q,而是一个很小的带有虚部的阻抗，如1.5-j1.3Q，不同的厂家，不同的功率水平，该值必定有所不同。如果我们可以使它的输出端口匹配，则根据二端口微波网络理论，根据其输入端的反射系数可以直接导出输入阻抗。而输出端所接的负载的共轭值为其输出阻抗。正是基于这一原理，Load-Pull的基本思想就是按照一定的原则，让输出端的负载在一个给定的范围内变化，得到这些负载阻抗对应的各种指标（功率，增益，线性度等等）根据设计的需要从中选择所需的输出阻抗，并按此设计匹配输出电路。而输入阻抗则直接从源与器件之间的反射得到。3.1ADS中可变阻抗的实现设输出负载阻抗的变化范围在标准50Q系统Smith圆图上如图3.1所示，其中心点反射系数为Su其圆半径为p，设一二维变量，即可遍历园中所有的点。Re图3.1负载阻抗在50Q系统Smith圆上的位置Re仿真时我们希望得到在某一个给定的阻抗范围内，在给定的工作点和输出功率水平上，任意输出负载阻抗对应管子的工作电流、效率、增益、线性指标、输入阻抗。对应不同的信号源，线性指标还有不同的表示方法。下面给出的是Motorola的LDMOS管MRF9045应用于465MHz频段时，应用单音和双音分析选取其输出阻抗。3.2单音LoadPull仿真单音LoadPull仿真原理图如图3.2所示:

由lowV_DC£RC1Vdc»VIgwV1「印痫falew1IJFVg长h砂vinftP二ITtmePORT1Num=1Z=O(>hmP^dbmtow(Pavs)=Freq=RFfit?qW4/HTf由lowV_DC£RC1Vdc»VIgwV1「印痫falew1IJFVg长h砂vinftP二ITtmePORT1Num=1Z=O(>hmP^dbmtow(Pavs)=Freq=RFfit?qW4/HTf0C_aIock.DC_9I&ck2ftOC_F^sdi|>C_Feed1DC_BlockDC_BlocklIProbeInIIV_DCSRC2Vde=VhighVw

flIProbelload讷0期wkh_W-i_M0(>HIkRF?MODCL-I«r9045回K=2!irmiCIH=-1Termr®rfn2Num=2Z"Lo^dlTumea-Ohm圜保讪n皿Z_e_O三polar(30.D)圜保讪n皿Z_e_O三polar(30.D)-pdlor(1OjD}Z_e_2・pelor(50.Z_e_3.polcar(SO.OjZ_I_□=psiar[10,DI)Z-l-f.50Z_I.poIar(&00)Z_I■俾mler[SD.Zmeat=Z_l_f应STIMULUSRaws=15dDmopf{0to100}RFhw^6fj_WzVARSweepf-quabDfvsreaMndexsIl-Olirtdexsil~neal_iin(leKs11+j*iin3g_indexs11Wiigh=27y(>Mr-3^817IW30jdBruglobalImpcdanccljquaitionsJ'unerletiecboncoetticient=LoadTwcf=Load^nayfiload]anjument=maj^_rho"2-(imag(s11_cefiter)-imagL_inde)(s11^i-oadArray=1ifindO)cs1ZD,ZO)cJimiTsqrtfif[(angment)<b)thenOelseargumentendif)Mad二mt(miin(abs(freqJ/Rnreqtl5nlenglh(ljoadAna^)：s11.iho=0.75如x)^0*((1JO■+邸心.0叫s11DjRtpO_2；*uiteimpedancesi二maxrtio=min(1.0-mag(s11ccnbar>rmag(s11rtio))2_s=Src/m待src|[加顼。1fkcAir^y-lisK7_s_07^s_f7_s_2Z_s_3/t)Z0)■心m前(・1忸曹|(函乩1)isrc=min(iload,|ength(SrcArTay))pteper|ine=int(pK/lines)ZD50图3.3单音LoadPullVARSweepf-quabDfvsreaMndexsIl-Olirtdexsil~neal_iin(leKs11+j*iin3g_indexs11GOALGodOprtimCoeilLMpifioidlim*SimlnstanccNamc-*1IBTMin-29.95Mar^3C.O5U0I_7ECHLINCLUDEMOTIIDMCX；INCHAI^MONICBALANCEcmkisaianceID1Fieq[1]=RTT[eqOldef(1]-5OPTIM•:心心paramrTrRsvwrpPARAMETERSWEEPOlrfiniOpll(n1Sweep4SweepVcir^RialJiHfeKijITStrtrt=rHHl(s11_Eenl€f>C_lirTiitStopreai^Hcenterj+clirnitLjn-pts_peMineaPdelload[1]*coij(lload.i[1])}Pdd-dUm-1Q*l«](P(fclW肝部ParamSweep^veep3SbrcciiVai^lmagmdcxsl1*Start-imkagfsl1ocntcf)-(inaiirtto-mox(lincs+lStopimag^11_center)+(max_rtiomaKjtio/flines+l))Lin-lines图3.4单音LoadPull参数扫描和仿真器设置仿真结束后，我们得到的是一些电路的基本数据如电压、电流等。这时候需要使用ADS强大的数据后处理功能，从这些基本的电路数据中提取我们感兴趣的电路参数如谐波、输入输出阻抗、增益、电源效率等。后处理公式如图3.5所示。Vs_l=exists("real(Vs_low[0,0])”)Vs_h=exists("real(Vs_high[0,0])”)Is_h=exists("real(Is_high.i[0,0])”)Is_l=exists("real(Is_low.i[0,0])”)Pdc=Is_h*Vs_h+Is_l*Vs_l+1e-20Pavs_Watts=10**((Pavs1-30)/10)PAE=100*(Pdel_W[0]-Pavs_Watts)/PdcPAEmax=max(max(PAE))EmPAE_contours=contour(PAE,PAEmax-0.1-[0::(NumPAE_lines-1)]*PAE_step)EqjPAE_contours_p=[indep(PAE_contours)+j*PAE_contours]询Z_in=vin[0,1]/Iin.i[0,1]g^s1=(Z_in-Zs)/(Z_in+Zs)iaSiUGain=Pdel_dBm[0]-Pavs1-(10*log(mag(1-mag(s1*s1))))言Z_at_m1=[Z0[0,0,0,0]*(1+m1)/(1-m1)]^^imag_index=find_index(imag_indexs12,imag(m1))real_index=find_index(real_indexs12[imag_index,::],real(m1))^^imag_indexs12=HB.imag_indexs11real_indexs12=HB.real_indexs11H_3rd_dB=10*log10(real(0.5*vload[0,3]*conj(Iload.i[0,3])))+30-Pdel_dBm[0]H_2rd_dB=10*log10(real(0.5*vload[0,2]*conj(Iload.i[0,2])))+30-Pdel_dBm[0]H_3rd_min=min(min(H_3rd_dB))H_2rd_min=min(min(H_2rd_dB))H_3rd_max=max(max(H_3rd_dB))H_2rd_max=max(max(H_2rd_dB))H_2rd_contours=contour(H_2rd_dB,H_2rd_max+0.5-[0::(NumPAE_lines)]*(H_2rd_max-H_2rd_min)/NumPAE_lines)H_3rd_contours=contour(H_3rd_dB,H_3rd_max+0.5-[0::(NumPAE_lines)]*(H_3rd_max-H_3rd_min)/NumPAE_lines)H_2rd_contours_p=[indep(H_2rd_contours)+j*H_2rd_contours]H_3rd_contours_p=[indep(H_3rd_contours)+j*H_3rd_contours]Gain_min=min(min(Gain))Gain_max=max(max(Gain))Gain_contours=contour(Gain,Gain_max-0.1-[0::(NumPAE_lines)]*(Gain_max-Gain_min)/NumPAE_lines)Gain_contours_p=[indep(Gain_contours)+j*Gain_contours]surface_samples=real_indexs12+j*expand(imag_indexs12)Pavs1=OPTSOLNVALS.Pavs[0]图3.5单音LoadPull后处理计算在上面的基础上，我们可以得到如图3.6所示的各种参数的等高线图°PAE一电源效率；Gain一器件增益，注意此处的增益是扣除了输入反射的影响的；H_2rd一二次谐波；H_3rd一三次谐波。indep(PAE_contours_p)(0.000to55.000)p_tAPindep(Gain_contours_p)(0.000to55.000)indep(H_3rd_contours_p)(0.000to46.000)D-sruornoc.060Hindep(H_2rd_contours_p)(0.000to57.000)图3.6单音LoadPull各种参数的等高线图等高线图只能让我们对其参数的全局和变化有一个认识，但是还是不易得到具体点的参数。因此做了索引图，如图2.7所示。使用鼠标拖动Mark点，即可得到该点的输入输出阻抗、输入输出净功率、漏级电流，电源效率、器件增益、当前二次谐波和三次谐波及其和最佳值得比较。如果需要的话，还可以给出频带内对应的所有参数。由于这样计算量很大，本文没有这样做。

ances4real_indexs11(-0.946to-0.254)SimulatedLoadOrSourr-i-rrt4■4Th-b-H+—1-—■*4-l-PbTm1surface_samples=-0.883+j0.229imagindexs11=0.mpedance=zu*(0Se—DmasecaTrusMoveMarkerm1toselectances4real_indexs11(-0.946to-0.254)SimulatedLoadOrSourr-i-rrt4■4Th-b-H+—1-—■*4-l-PbTm1surface_samples=-0.883+j0.229imagindexs11=0.mpedance=zu*(0Se—DmasecaTrusMoveMarkerm1toselectimpedancevalueandcorrespondingPAEanddeliveredpowervaluesetc.InputImpedance(Ohm)InputPower(dBm)

|10.41|CurrentofDrain(A)real_indexs11=-0.883LoadImpedance(Opm)2.322+j6....PowerDelivered(dBm)Gain(dB)25.81l_2rd(Currentandmin)(dBc)H_3rd(Currentandmin)(dBc)-34.01-40.81-75.19-75.193.3双音LoadPull仿真在单音LoadPull仿真电路的基础上，只需要将源、HB仿真器和功率检测公式按图3.8所示修改，即可进行双音LoadPull仿真。P^nToncPORT1Nun=2Freq[1FRFfreq-fepacing/2HB1HARMONICBALANCEFneq|2]=RFfreq+lspaciig/2P[1]^dbmtow(Pavs-3)P|2]^dbmtow(Paivs-3)Fneq[1]=RFfreq-fepacingZ2Frcqp|=RFfreq+fcpaciing/2Order(1]=5Ordcrpi=5EmiMeasEqnPdel_W^tts-r^al(O.SMoacft顷(})PetalWattsUmix(PddWatts,(1,OhWlK)PdelJ/Vatts2=mix(Pdefwatts^O.1}.Mix)PdoldBmP^nToncPORT1Nun=2Freq[1FRFfreq-fepacing/2HB1HARMONICBALANCEFneq|2]=RFfreq+lspaciig/2P[1]^dbmtow(Pavs-3)P|2]^dbmtow(Paivs-3)Fneq[1]=RFfreq-fepacingZ2Frcqp|=RFfreq+fcpaciing/2Order(1]=5Ordcrpi=5EmiMeasEqn仿真后处理计算式和单音后处理思路是一致的，需要注意的是双音信号有两个频点的有用信号，而单音只有一个，因此输出功率是其总和。其PAE、增益、ThirdOrdIMD一三阶交调、FifthOrdIMD一五阶交调的等高线图如图3.9所示。indep(PAE_contours_p)(0.000to55.000)p_sruotnoc_EAPindep(ThirdOrdIMD_contours_p)(0.000to43.000)indep(Gain_contours_p)(0.000to51.000)indep(FifthOrdIMD_contours_p)(0.000to44.000)p图3.9双音LoadPull各种参数等高线图SimulatedLoadOr揉it¥m1realindexs11=-0.883」surface_samples=0.913/165.457imag_indexs11=0.229165Impedance=Z0*(0.046+j0.127)real_indexs11(-0.946to-0.254)MoveMarkerm1toselectimpedancevalueandcorrespondingPAEanddeliveredpowervaluesetc.Input,Impedance(Ohm)LoadImpedance(Ohm)

0.74-j3...2.322+j6.3...|InputPower(dBm)Power?elivere?(dBm)

|10.43||源莎Gain(dB),25.80IMD3(Currentandmin)(dBc)MD5(Currentandmin)(dBc)

-42.05-55.36-60.60-60.603rd-OrderHB(Blue)andreal(LoadS11)real(LoadS11)图3.11单音谐波和双音交调等高线图比较从上面的等高线图和参数索引图上可以看出，使用不同的线性度表示方法，其结果是有差异的。在单音仿真中，二次谐波和三次谐波的最佳值靠的较近，而在双音仿真中，三阶交调和五阶交调的最佳值相差较远，如图3.11所示。因此在实际的设计中，需要根据需要，权衡各种指标，使系统性能达到最佳。从上面的仿真我们还可以得出，不管是单音还是双音仿真，得到的结果中，对应输出负载的输入阻抗、漏极电流，电源效率和增益均是一致的。4ACPR计算根据上面单音和双音仿真结果，选择合适的输出阻抗，找到其对应的输入阻抗，加上匹配电路，使用IS95的CDMA信号源，仿真器使用包络仿真，即可方便的得到该器件的另一线性指标ACPR。下面的例子中，使用的是三次谐波和五阶交调的最佳点，该点上，输出阻抗2.322+j*6.367Q，输入阻抗0.74-j3.02Q，增益25.8dB，漏极电流0.4A（静态0.35A），效率9.18%，二次谐波-34dB，三次谐波-75.19dB，三阶交调-42dB，五阶交调-60.6dB。图4.1为包络仿真电路图，在该电路中，添加了输入输出阻抗匹配电路，DA_LCBandpassMatch1和DA_LCBandpassMatch2，使得其对外端口阻抗均为50Q，方便计算。OCl-FiiIl_PM»IloudZ=3DiOtlii]QQ_BIDi=kII■。用更mUF-MET-NODiD-OCl-FiiIZ=3DiOtlii]QQ_BIDi=kII■。用更mUF-MET-NODiD-RF1TMlm皿Bosi^feind1^|=1<&001^»0^顷)|i>iTi^iLntMii^=2&@蜃JgE&incal_Acma^MEWHINH壬dir1=75aHzACffl:1=5JfiF(W™t1ll叫[d[ll<jr如整丸佃5虹期I声田吟5"如时即"}JidhlFWtMi2/M5prE瑚岖L'Kste^i*)xm?=fflqMjflFfWkiMtQ眺[■4^*诚乳航1W^JgsEjwIBW^cl^FPy^BlKai™Ji)Chjw=](Ho^(£twi^jMwij<{yk»4iL姬HH项滴物ChHPwjiinp彳CH的tc^wieLPower_M■灿EM■尚『破10毋顼*啊山"ICaEerjX^O图4.2包络仿真中的参数设置及ACPR、信道功率的计算包络仿真是时域的计算，需要根据信号的特点设置采样的参数，然后根据其内部函数计算ACPR和信道功率。如图3.2所示。下面计算的是在465MHz点频处，输入功率变化时，其增益、输出功率、输入驻波、ACPR的变化。如图4.3所示，图中给出的是其随输出功率的变化曲线。其中：Gain—增益，VSWR_in一输入驻波，ACPR1(1)—ACPR@-750kHz，ACPR1(2)—ACPR@+750kHz，ACPR2(1)—ACPR@-1.98MHz，ACPR2(2)—ACPR@+1.98MHz，Ch_PwrCh_PwrCh_PwrCh_Pwr图4.3增益、输入驻波、ACPR随输出功率的变化Gain(dB：InputVSWRACPR@1.98MHz(dBc)25.73；1.042468101214Gain(dB：InputVSWRACPR@1.98MHz(dBc)25.73；1.04246810121416Pa\e-67.29ACPR@750Hz(dBc)-57.80920_-40.-60_-80-2.5-2.0-1.5-1.0-0.50.00.51.01.52.02.5freq,MHz图4.4给出了其参数索引图，移动Mark点ml,即可得到其对应功率点的增益、输入阻抗及其ACPR和频谱。5温度对器件性能的影响5温度对器件性能的影响III前面提到，我们采用的是MotorolaLDMOS的MET模型，即它是可以模拟环境温度变化对器件参数的影响的。在直流工作点的仿真中，也给出了器件的工作点随温度的变化情况，并给出了温补的系数。下面，按照这个给定的温补系数，对静态漏极电流进行补偿，使得在-40°C〜80^范围内，漏极静态电流为350mA左右，如图2.7所示。并在这种条件下，对电路添加输入输出匹配电路，分别进行单音、双音和包络仿真。仿真电路如图4.1所示，不同得仿真只需要更换相应得信号源、仿真器和对应得一些计算式即可。

图5.1单音仿真中各种指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/r）图5.1中，MRF9045在各种温度下出定功率30dBm，Gain一端口增益，VSWR_in—输入驻波，PAE一漏极电源效率，Is_h一漏极电流，H_2rd_dB—二次谐波，H_3rd_dB—三次谐波。9.15_UMIti^vdrnh—9.359.309.259.20-20020406080h_-40Temp-28.6-nGTemp-28.7_-28.8--28.9_-29.0-29.1_-20020406080-29.2-40Temp0.3940.4020.4000.3980.396-40-20020406080TempTempTempDMdOh9.15_UMIti^vdrnh—9.359.309.259.20-20020406080h_-40Temp-28.6-nGTemp-28.7_-28.8--28.9_-29.0-29.1_-20020406080-29.2-40Temp0.3940.4020.4000.3980.396-40-2002