功率校正课程设计

电气工程课程设计------有源功率因数校正器的设计和仿真学院：自动化专业：电气工程及其自动化班级：08081902姓名：项泽宇学号：指导老师：李磊日期：2023/9/8同组人：彭文耀、毛一明张希萌、马啸一、功率因数校正技术的发展与现状近2023来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。其中大量含AC／DC的电力电子装置的使用，电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害，引起了人们的广泛重视，有关部门也作出了相应的规定，以限制其危害限度。20世纪90年代以来，世界上许多国家和国际组织都对电力电子产品的功率因数及谐波成分作了限制。1982年，世界标准组织规定了IEC555．2技术标准以限制电网线路频率的每种谐波所允许的电流含量。IEC555-2规定了每次谐波不能超过15次且电流值在安全范围内。表1．1列出了对IEC555.2所记录的各次谐波的规定。IEC555．2规范分为两部分，即相对失真和最大绝对失真的限制。两种限制合用于所有设备。由于IEC555-2标准的强制规定，以及国际学术界和产业界的共同努力，极大地推动了PFC技术的发展。早在1980年代末就有关于PFC技术的研究报道，1989年在IEEE上发表的题为“AstudyofpowerfactorcorrectiontechniquesforhighpowerAClocomotives”的文章是本文所查到的与PFC技术相关的最早文献。在80年代末国际上出现了PFC研究热潮，许多学术会议都安排了APFC的专题演讲与讨论．APFC方面文章不断涌现。自1990年至1999年，在IEEE上搜索的关于PFC的文章近100篇。自2023年来，APFC方面的文章也在不断的增长，在IEEE上搜索的关于PFC的文章也百余篇，各种实现APFC的方法和理论也不断的创新。表I．1IEC555.2各次谐波规定从论文内容的分布情况看，重要局限于对PFC的拓扑研究(涉及单级式、级联式、并联式、升压式、降压式、Boost．buck升降压式和flyback反激式等)、控制方式的研究(涉及迟滞电流控制、峰值电流控制、平均电流控制、电荷控制等)以及软开关技术的应用(涉及ZVTPFC和ZCTPFC)，涉及有关PFC的分析、建模和仿真的文献也再不断地增长。PFC作为一种多变量、非线性、时变的双环控制系统，其理论分析较为困难，这更加需要进行进一步研究。在应用方面，PFC技术由理论研究迅速发展到实用化、商品化，由分立组件发展到集成电路，目前国际上已有Unitrode的PFC控制IC(集成电路)，它们都有UC3854A／B、UC3855A／B、UCC3857、UCC3858等，这些控制芯片重要应用领域涉及开关电源、UPS、电子镇流器、电焊电源、电机驱动电源和程控机电源等，输出功率已达成10KW以上。国内在该领域的研究相对较为迟缓，经本文查阅，91年才有PFC的专题综述性文章出现。93年机电部委托专家做出调查、论证，就制定有关标准的必要性和“九五”组织PFC技术攻关提出建议，94年有关学会开始组织了PFC技术的专题研讨会。在PFC技术的应用方面，近几年做出TPFC电子镇流器样机。功率因数PF=0．99，电流谐波畸变率THD<10％的PFC电源电路也做到输出功率为2KW，技术指标较高。但总的来说，目前国内的PFC技术仍处在学习、实验阶段。二、功率因数校正器电路实现方案为了使电力电子产品的功率因数及谐波成分满足上述的规定和标准，可在整流桥和滤波电容之间加一级用于功率因数校正的功率变换电路，使输入电流为正弦波，从而提高功率因数，这就是有源功率因数校正技术。有源功率因数校正（ActivePowerFactorCorrection，简称APFC）技术由于变换器工作在高频开关状态，而具有体积小、重量轻、效率较高、输人电压范围宽、THD小和功率因数高等优点，因此在现代电力电子技术中得到了广泛的应用。有源功率因数校正又有分立元器件和集成电路构成之分，由分立元器件和集成电路组成的有源功率因数校正电路又有许多不同的电路形式，而由于采用集成电路组成的有源功率因数校正电路具有工作可靠、使用性能好等一系列优点，所以集成电路组成的有源功率因数校正电路广为采用。有源功率因数校正技术分类降电压输出式：因工作噪声大、滤波困难、功率开关管上电压应力大、控制驱动电平浮动，很少被采用。升/降电压输出式：需要两个功率开关管，有一个功率开关管的控制驱动信号浮动，电路复杂，较少采用。反激式：输出与输入隔离，输出电压可任意选择，用简朴电压型控制，合用于150W以下电源或电子镇流器的功率因数校正场合。升压（boost）输出式：用简朴电流型控制，具有PF值高，总谐波起边率（THD）小，效率高的有点，但是输出电压高于输入电压。它合用于75-2023W功率范围的功率因数校正应用场合，应用最为广泛。假如按照控制输入电流的工作原理分，有源功率因数校正又可分为：（1）平均电流型：工作频率固定，输入电流连续。（2）滞后电流型:工作频率可变，电流达成滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升下降。电流波形平均值取决于电感输入电流波形。（3）峰值电流型：工作频率变化，输入电流不连续。（4）电压控制型：工作频率固定，输入电流不连续。设计一个有源功率因数校正电路需要考虑的因素很多，例如电路工作的可靠性、效率、体积和性价比等因素，尽管从理论上讲有很多有源功率因数校正技术方案可供使用，但实际应用情况来看，真正实用的有源功率因数校正电路拓扑结构也就但是是一两种。对较大功率的应用场合而言，比较常用的有源功率因数校正技术方案是工作于连续导通工作模式的（CCM）升压输出有源功率因数校正电路拓扑结构和升压输出的平均电流型控制（ACMC）的有源功率因数校正电路拓扑结构。对于较低功率功率应用场合，常采用工作于临界导通模式（CRM）的升压输出有源功率因数校正电路拓扑结构。由于有源功率因数校正电路的应用范围不断扩大，对各种不同电路结构形式的有源功率因数校正电路形式的需求也在不断增长，许多具体工程应用实例中的有源功率因数校正电路是已有电路形式的扩展和改善，并且出现了一些崭新的有源功率因数校正技术。本章对有源功率因数校正电路进行了具体的分析。基于对有源功率因数校正电路的双级式和单级式结构的特点比较，本文将采用双级式的电路结构。对选择的作为有源功率因数校正电路的功率级主电路一Boost变换器的组成、工作过程作简要介绍；对相应的有源功率因数校正电路工作模式及控制方法作了比较分析，在此基础上提出本文将采用连续导通模式平均电流控制。本文采用UC385作为有源功率因数校正电路的控制芯片，对该芯片的工作原理及各引脚功能作了介绍，对控制部分的控制输入、乘法器、电压环和电流环部分进行了具体的分析。1、有源功率因数校正主电路方案比较APFC主电路的电路结构有如下图所示的双级式和单级式两种。其中，双级式电路由升压有源功率因数校正和DC／DC变换器级联而成，中间母线电压一般稳定在400V左右，前级实现有源功率因数校正，后级实现隔离和降压。双极式电路的优点是每级电路可单独分析、设计和控制，特别适合作为分布式电源系统的前置级。单级式电路集有源功率因数校正、输出隔离和电压稳定于一身，结构简朴、效率高，但分析和控制较复杂，合用于中小功率的单一集中式电源系统。本文将采用双级式的电路结构。从原理上讲，任何一种DC／DC变换器拓扑，如Buck、Buck--Boost、Flyback、Cuk、Sepic、Dual—Sepic等拓扑均可作为有源功率因数校正的主电路。Boost电路更为广泛地应用于有源功率因数的校正．该部分对Boost变换器的组成、工作过程作简要介绍；对相应的有源功率因数校正电路工作模式及控制方法作比较分析，在此基础上提出本文将采用的工作模式和控制策略。（1）Boost变换器的组成APFC主电路采用Boost变换电路如图2．3所示．整个电路由电感L，二极管D、电容C、电阻R和MOS开关管G组成，完毕从Vi到Vo的升压过程。这里认为：a）开关管、二极管均是抱负组件。“导通”时压降为零，“截止”时漏电流为零；b）电感、电容是抱负组件。即电感工作在线性区，寄生电阻为零，电容的ESR(等效串联电阻)为零；c）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。（2）Boost变换器工作过程Boost电路的工作过程可由图2.4和图2.5加以说明。当开关管G闭合(导通)时，如图2.4所示，电流iL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增长，电能以磁能形式储在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流Io，R两端为输出电压Vo，由于开关管导通，二极管承受反压。所以电容不能通过开关管放电。如图2.5所示，开关管G断开时，线圈L中磁场的改变，使线圈L两端感应的电压力求保持iL不变。这样线圈L两端的电压与电源串联，以高于Vo的电压向电容C，负载R供电。当高于Vo时，电容有充电电流：等于Vo时，充电电流为零；当低于V。时，电容向负载R放电，维持Vo不变。输入电流fL是连续的，但流经二极管D的电流是脉动的，滤波电容C使负载R上仍有稳定、连续的负载电流Io。（3）有源功率因数校正电路的工作模式及控制方法根据Boost变换主电路中电感电流是否连续，APFC可分为不连续导通模式(DCM)和连续导通模式(CCM)。相对于DCM模式，CCM模式有以下优点：a）输入和输出电流纹波小、THD和EMI小、滤波容易。b）器件导通损耗小。c）合用于大、中功率应用场合。DCM的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种方式。DCM的控制方法又称电压跟踪法，它是APFC中简朴而实用的一种控制方法，应用较为广泛。DCM模式的特点是：a）输入电流自动跟踪电压并保持较小的电流畸变率。b）功率管实现零电流开通(ZCS)，且不承受二极管的反向恢复电流。c）输入输出电流纹波较大，对滤波电路规定高。d）峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力。e）单相APFC功率一般小于200W，三相APFC功率一般小于10KW。CCM模式根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈和被控制量，有间接电流控制和直接电流控制之分。间接电流控制是指通过控制整流桥输入端电压的方式来实现电流的控制。该控制方式存在以下缺陷：a）自身无限流功能，需另加过流保护电路。b）系统暂态过渡时电流中会出现直流分量。C）系统动态响应慢，因而影响了CCM在APFC中的应用。CCM模式下的直接电流控制策略是目前应用最多的控制方式，它来源于DC／DC变换器的电流控制模式，这种模式将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变化。根据控制器控制方式的不同，有峰值电流控制(PCMC)、滞环电流控制(HCC)、平均电流控制(ACMC)、预测瞬态电流控制(PICC)、线性峰值电流控制(LPCM)和非线性载波控制(NLC)等方式。其中，较典型的控制方式有PCMC、HCC和ACMC。APFC中的PCMC和DC／DC互换器中的峰值电流控制原理相同，只是电流环的过程控制信号不再是直流而是按正弦规律变化。PCMC实现较为容易。图2．6为PCMC控制模式的原理图。PCMC有如下的缺陷：a)电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的规定。b)电流峰值对噪声敏感。c)占空比大于0．5时系统产生谐波振荡。d)需要在比较器输入端加斜坡补偿。在APFC中，这种控制方法已趋于被淘汰的境地。HCC原理图如图2.7所示。HCC与PCMC的差别只是前者检测的电流是电感电流，并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。HCC最初用于控制电压型逆变器的输出交流电流。对Boost电路而言，它是最简朴的电流控制方式。滞环控制中没有外加的调制信号，电流反馈控制和调制集于一体，可以获得很宽的电流频带宽度。HCC的特点是：a)控制简朴、电流动态响应快、具有内在的电流限制能力。b)开关频率在一个工频周期中不恒定，引起EMI问题和电流过零点的死区。c)负载对开关频影响很大，滤波器只能按最低频率设计。d)滞环宽度对开关频率和系统性能影响大，需合理选取。图2.8给出了ACMC原理图。ACMC又称三角波控制，它是在峰值电流控制的基础上，在乘法器输出与比较器之间加了PI(比例积分)电流控制器，该控制器控制输入电流平均值，使其与电流参考波形相同。此控制方式下的电流环具有较高的增益带宽、跟踪误差小、瞬态特性好的特点。ACMC的特点是：a)THD和EMI小、对噪声不敏感。b)开关频率固定、电感电流峰值与平均值之间的误差小。c)原则上可检测任意拓扑及任意支路的电流，合用于大中功率应用场合。如除了可检测Boost变换器的输入电流外，也可检测Buck，Flyback变换器的输入电流、或Boost、Flyback变换器的输出电流等。并且两种工作模式CCM和DCM都可以用。ACMC是目前APFC中应用最多的一种控制方式平均电流型控制IC有UC3854、UC3855等。如图1所示，平均电流控制原理是：输出电压经电压误差放大器VA放大后输出误差放大电压Y，与全桥整流输出电压的取样x在乘法器相乘后送至电流误差放大器CA，作为基准电流，电压环的作用的是使输出电压保持恒定。从全桥整流取出电压取样的目的是使基准电流与整流电压的波形同相。从电感回路通过R5获得真实的电感电流的取样，送到电流误差放大器CA的“一”端，电流误差放大器的输出直接加在PWM(PulseWidthModulation脉宽调制)比较器的“一”端，PWM比较器的另一端接锯齿波发生器的输出端。这样，电流误差放大器的输出直接控制了PWM比较器的占空比，逼迫电感电流逼近其平均值。假如电感电流偏大，会使PWM比较器的占空比减小，从而减小电感电流：而当电感电流减小时，PWM比较器的占空比会增大，从而增长电感电流。当输出电压偏高时，电压误差放大器的输出将减小，从而乘法器输出的基准电流减小，办即使电感电流减小，使输出电压下降。由于电流环有较高的增益带宽，使跟踪误差产生的畸变小于l％，容易实现接近于l的功率因数。平均电流控制的Boost有源功率因数校正装置电路中，为使电路能较好工作，输出电压必须高于输入电压的峰值，否则即使是开关管平均电流控制的Boost有源功率因数校正装置电路中，为使电路能较好工作，输出电压必须高于输入电压的峰值，否则即使是开关管导通时，电网都可直接通过整流桥向输出电容充电，这样输入电流和输入功率就成为不可控制。图2．9是平均电流法控制时，电感电流的波形图。由该图容易看到，电感电流fL己接近抱负的并与电压同相的正弦波。因此，采用平均电流控制的Boost有源功率因数校正电路，功率因数可以达成0．99以上。至此，通过比较DCM和CCM两种工作模式的特点，并进一步分析比较了CCM下的典型的控制策略，本文将采用CCM下，控制策略为ACMC的APFC装置。三、功率因数校正器电路实现方案设计根据规定给出的输出功率P=100W，并且为固定开关频率fs=50khz，因此本文采用连续导通工作模式（CCM），平均电流控制，并且选用了UC385芯片。下面给出方案的电路框图：P1PFC升压前端D1降压隔离P1PFC升压前端D1降压隔离DC/DC变换器F1AC/DC整流电路50Hz----------直流-----5V，20A交流市----------输出-----直流输出电输入400V在上图中，F1表达输入整流电路，P1表达功率因数校正电路，D1表达降压变换电路。这种电路的实现既可以采用2级变换的电路形式，也可以采用单级变换的电路形式，采用单级变换的电路形式，省掉了一级功率变换电路，单级变换的电路方案较2级变换的升压输出变换的工作方式有许多优点。本文采用了二级变换的电路形式。下图给出了本文所采用的方案的特点以及控制芯片UC3854的内部结构。功率电路校正器工作原理分析和电路参数的设计1、有源功率因数校正主电路参数由于稳态时一个周期内电感平均电压为0，即Vinton+(Vin-Vo)toff=O。这里，ton、toff分别是一个周期T内开关管G的导通和断开时间。定义D=T／ton，并称为占空比。则有：（4-1）由于APFC电路中，输入电压Vin为全波整流电压，即：（4-2）其中Vrms是输入电压的有效值。这样，占空比D应为随时间变化的d(t)，即(4-1)式成为：（4-3）电感电流为：（4-4）其中，P。是输出功率。MOS管中通过的平均电流（4-5）二极管中通过的平均电流（4-6）2、有源功率因数校正电路的控制芯片及控制原理UUC3854芯片是在ACMC控制模式的基础上设计的。由它构成的基本APFC电路的核心是电流调节器，APFC电路由线性乘法器、电流误差放大器和PWM比较器组成。在电流调节器的作用下，输入电流跟踪输入电压呈正弦波形，且与输入电压同相。控制电路重要采用集成芯片UC3854，加外围电路构成，UC3854内部原理框图如图2．10所示。UC3854的管脚排列及功能l脚Gnd(接地脚)：所有的电压测量都以地电平Gnd脚为参考基准。供电脚Vet和基准电压脚REF均应接一只O.1μF或更大的陶瓷电容器直接到l脚(Gnd)作为旁路容。定期电容器C，也接到该脚，从振荡器定期电容器cT到Gnd脚的引线，也应尽也许短。2脚PKLMT(峰值电流限制脚)：它的门限电平应为零值(0.01V)。经该脚接入的负电压加到电流检测电阻器Rs上。在2脚与REF脚脚之间接一电阻，以补偿负极性电流检测信号，使之升到(Gnd)地电平。3脚CAOut(电流放大器输出脚)：该脚是宽频带电流误差放大器的输出端，它检测电网电流，并控制脉宽调制器PWM校正电流波形。该输出脚的电平可接近地电平，必要时允许PWM实现零占空比。即使控制芯片无效，电流放大器仍然维持工作。该电流放大器输出级是一个NPN射极跟随器，并接一只8KΩ电阻到1脚。4脚ISENSE(电流检测负号端即输入电流取样信号)：该脚是电流放大器的反相输入端。该脚与正相输入的乘法器输出端MultOut一起即使是在零值或低于地电平的情况下也能正常工作工作。由于它们是二极管接地保护，所以其工作电平不要低于-0.5V。5脚MultOut(乘法器输出端和电流检测器正输入端）：模拟乘法器的输出端和电流放大器的正相输入端连接在一起作为MultOut脚，其工作电平不要低于-0.5V。由于乘法器的输出是电流信号，它作为一个高阻抗输入端与ISENSE脚相似，可使电流放大器构成差分放大器以克制地线噪声。6脚IAC(交流电流输入端即基准电压取样信号)：该脚输入到模拟乘法器的信号是电流信号。从IAC脚输入到MultOut脚时乘法器失真很小，该脚用于检测电网电压，IAC脚的标称电压值是6V。并分别从IAC脚和整流端，IAC脚和REF脚之间接一只电阻，其间假如IAC脚和REF脚电阻值是IAC脚和整流器电阻值的四分之一，那么6V的失调电压将被消去，电网电流将具有最小的交越失真。7脚VAOut(电压放大器的输出端)：该脚是调节输出电压的误差放大器输出端。像电流放大器那样，假如芯片ENA脚或Vcc脚失效，电压放大器仍然工作。这就是说，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的反馈电容器仍然进行充电。当电压放大器的输出电平低于lV时，乘法器将无输出信号。8脚VRMS(电网电压有效值端即前馈电压信号)：升压PWM的输出值是与输入电压成比例的。所以当输入低带宽升压PWM电压调节器的电网电压变化时，其输出将立刻变化，并缓慢地恢复到调节电平，VRMS补偿电网电压的变化。当最佳控制时，VRMS应停留在1.5—3.5V之间。9脚REF(电压基准输出端)：是一个精确值为7.5V的电压基准输出。该脚能提供输出给外围电路10mA电流信号，并受短路电流的限制。当Vcc是低电平或者当ENA为低电平时，该脚则失效，并将维持在0V。为了有良好的稳定性，应当用一只O.1μF或更大的陶瓷电容将该脚接至Gnd。10脚ENA(使能控制端)：ENA是一个逻辑输入，为PWM输出、电压基准和振荡器的使能控制端。ENA还能解除软启动嵌位，允许SS脚电压升高。当该脚不用时．应把ENA接到+5V电源上，或者用一只22kΩ电阻提高其电位。11脚VSENSE(电压放大器反相输入端即输出电压检测信号)：该脚通常接反馈网络，并经一个分压器网络接到升压变换器输出。12脚RSET振荡器充电电流和乘法器限制设立端)：将RSET经电阻接地，可以调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在RsET接地的电阻分压器上的电压值不会超过3.75V。13脚SS(软起动端)：当IC无效或Vcc太低时，SS将维持在地电平。当Vcc和IC均有效时，SS脚电平将被内部一个14μA电流源提高到超过8V。假如SS电平低于REF电平时，SS将充当电压放大器的基准输入。在SS脚与Gnd脚之间接一大电容，电压误差放大器的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小PWM的占空比。万一发出失效指令或电源跌落，SS将快速放电并使PWM无效。14脚CT(振荡器定期电容接入端)：该脚到地之间接入定期电容CT。可按下式设定振荡器的工作频率：15脚Vcc(正极性电源电压)：为了保证正常工作，该脚电压应高于17V，稳定电流至少为20mA，额定值为22V。该脚也接旁路电容到地，用于吸取对外部MOSFET栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动信号，IC将阻断输出。直到Vcc高于欠压锁定门限并维持在高于较低的门限电平。16脚GTDry(栅极驱动端)；PWM输出是一个图腾柱式MOSFET栅极驱动器(GTDrv)信号。该输出被IC内部箝位在15V，所以Ic可工作在高达35V电压值。采用最小为5Ω的栅极串联电阻，可防止栅极阻抗与GTDry栅极驱动器输出之间的互相影响，它会引起GTDry输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些GTDry输出的过冲总是会出现的。UC3854的工作原理：正比于输入全波整流电压的电流IAC和误差放大器输出电压VAout，及前馈电压VRMS在乘法器中相乘，产生基准电流信号IMO，IM0在电阻RMO上所产生的压降具有与输入整流电压相同的波形，输入电流iL通过电流取样电阻Rs，产生电流取样电压Vs，它与RMO上的电压相减后加在电流误差放大器的输入端。由于电流环是无差的，因此，RMS和Rs上的电压差等于零，迫使主回路电流跟踪输入整流电压的波形呈正弦波形。这一结果的实现是靠PWM开关电路来完毕的，电流误差放大器输出电压与一个三角波电压在PWM比较器中比较后产生一个PWM触发脉冲，去驱动MOSFET，脉宽调制的高频开关电流在升压电感L的作用下全周期向负载提供电能，而不是象普通整流电路那样，只在电压峰值时提供电能。基于UC3854的APFC电路参数设计规范：输出功率POMAX=100W输入电压VRMS=220V输出电压一级：V0=400V二级：V=5V频率f=50Hz开关频率fs=50kHz。（1）主电路设计1）升压电感器最大峰值线路电流IPK(PIN=POMAX时)为141/220=0.64A纹波电流△I按下式计算，即有0.2*0.64=0.128A低电网线路电压时经整流的峰值电压VIN(pk)=1.414*220=282V，则在IPZ时的占空因数(400-282.8)/400=0.293(282.8*0.293)/(50000*0.128)=12.94mH这里L取为12mH2)输出电容器输出电容器电容C0的典型值一般按每瓦l～2μF拟定。记△t为维持时间(秒)，Vl是最小输出电容器电压，则200μFΔt一般取15ms−50ms，这里取30ms；3)选择功率管MOSFET及续流二极管对于MOSFET，为了使管子有较宽的工作区，将按照电路也许工作的最严重情况选择额定参数。输入电压为VIN(pk)=282V，POMAX=100W，功率管额定电流0.6A通常考虑两倍裕量，故管子的额定电流值取为2A。因此，主MOSFET选择为irfp460，它的重要参数是500V／23A。对于续流二极管，二极管额定电流2A同样考虑两倍的额定裕量，则取二极管的额定电流值为4A。所以选择HFAl5TB60型续流二极管，其重要参数为15A／600V，恢复时间是42ns。4)电流传感检测电阻RS对RS的电压VRS，规定保持在峰值电压上，其典型值低于lV。IPK（max）为在IPK上叠加了纹波电流△I后的峰值，应有0.64+0.064=0.704A则检测电阻1.4Ω取RS=1.4Ω。这样，计算实际的峰值电流限制电压0.704*1.4=0.985V5)设立独立的峰值电流限制RPKI和RPK2是分压器中的电阻。RPKl的典型值是10KΩ，RPK2的拟定需要设立独立的峰值电流来得到。这里，一般选取峰值电流的过载值IPK（OV）为5.6A，电压4.6*1.4=7.84V则电阻RPK2按下式计算得到：（7.84*10K）/7.5=10kΩ6）乘法器的设立乘法器的输出电流Imo与它的输入电流IAC、前馈电压VRMS。及电压误差放大器的输出电压VAOUT之间的关系是其中，Km为一个系数，并取Km=1。乘法器的设立需要设计与IAC和VRMS相应的电路参数。a．前馈电压分压器这里需要拟定的电路参数有Rff1、Rff2、Rff3、Cff1及Cff2。当APFC电路的输入电压为VIN(min)时，VRMS=1.414V，Vff2约为7．5V。VIN(min)的平均值VAV×O.9。Rff1、Rff2和Rff3将根据这里得到的VRMS、Vff并由如下的两个方程拟定。解此二方程得到Rff1=136kΩ，Rff2=4kΩ以及Rff3=1kΩ。电容Cff1和Cff2按如下二式计算拟定：其中，Gff2％THD／66.2％=0．0227，。这样，计算得到Cff1=4.7μF和Cff2=20μF。b．选择RVAC求出最大峰值线路电压1.414*220V=311V乘法器最大输入电流为600μA，则RVAC=311/(600*10-6)=518.3kΩ取RVAC为520KΩ。c．选择RB1RB1是一个偏置电阻。在乘法器中，RVAC与RBl构成了一个分压器，VREF为RB1上的电压。按照给定的分压比，有RBl=O．25RVAC。这样，计算得RB1=130kΩ，则取RB1为130kΩ。d．选择RSETRSET按下式进行计算：其中，IAC(min)-VIN(min)／RVAC=1.414*220／(520kΩ)=600μA。这样，计算的RSET为3.1kΩ。e．选择RmoRmo上的电压必须等于低电网线路输入电流限制时Rs上的电压，因此（0.98*1.12）/（2*0.598）=0.92kΩ本文取Rmo为0.92kΩ。7)拟定CT电容CT由RSET和开关频率fs决定，有1.25/(3.1KΩ*50KHz)=8nF8)电流误差放大器的补偿a．电流误差放大器在开关频率上的增益当输入电压为零，即Boost电路的输入、输出电压差最大时，电感电流下降的斜率最大，为。这时，电感电流流过取样电阻Rs所产生压降的斜率也最大，。这个斜率乘以电流误差放大器在开关频率时的增益，必须等于振荡器输出斜坡电压的斜率。（400*1.4）/（12*10-3*50*103）=0.993V误差放大器的增益可以由下式给出：5.2/0.993=5.57其中，V1是振荡器斜坡的峰-峰值幅度。b．反馈电阻器RczRcz根据Rcz=GCA×RCI计算得9.45k，其中RCI为1.4kΩ。c．拟定电流环穿越频率fCI(400*1.4*7.8)/(5.2*2π*12*10-3*1.4)=7.95KHz1/(2π*7.9k*7.8k)=2570pF这里取CCZ=2500pFe．选择CCP电压误差放大器的极点频率必须在fs/2以上，这样1/(2π*50k*7.8k)=408pF取CCP=400pF9)电压误差放大器得补偿a．输出纹波电压由于输出端采用了脉动补偿方式，根据第三章的分析，取VOPK=1V。b．电压误差放大器在二次纹波的增益VOPK必须减少到电压误差放大器输出所允许的纹波电压。这就需要设立电压误差放大器在二次谐波频率上增益值，并由如下公式计算：对于UC3854控制芯片，△VVEA是4V，电压误差放大器输出端允许的纹波电压失真总量△UH为O.015。这样GVA=（4×0.015)／1=0.06。c．反馈电容CVF求出设立电压误差放大器增益的组件值，Rv。是一个适当的任意值，选取RV1=511kΩ，则l／(2π*120*511k*0.06)=0.051μF取CVF=0.05μF。d．设立直流输出电压