高频功率放大电路课件

1、第 3 章 高频功率放大器作用：高效率地输出足够大的信号功率。谐振功率放大器宽带高频功率放大器放大固定频率信号或窄带信号。需调谐。用于放大需在很宽范围内变换频率的信号或宽带信号。不需调谐。第 3 章 高频功率放大器作用：高效率地输出足够大的信号第 3 章 高频功率放大器 谐振功率放大器概述和工作原理 谐振功率放大器的特性分析 谐振功率放大器电路 丁类谐振功率放大器 集成高频放大器及其应用 宽带高频功率放大器 本章小结第 3 章 高频功率放大器 谐振功率放大器概述和工作原理3.1 谐振功率放大器概述和工作原理主要要求： 理解谐振功放的电路组成，掌握其工作原理掌握丙类谐振功放输出功率、管耗和效率的

2、计算。3.1 谐振功率放大器概述和工作原理主要要求： 理解谐振2、功率信号放大器使用中需要解决的两个问题：高效率输出高功率输出联想对比：谐振功率放大器与高频小信号谐振放大器；谐振功率放大器与低频功率放大器；3.1.1概述1、使用谐振功率放大器的目的放大高频大信号使发射机末级获得足够大的发射功率。2、功率信号放大器使用中需要解决的两个问题：3.1.1概述3、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同之处相同之处：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负 载均为谐振回路。不同之处：激励信号幅度大小不同； 放大器工作点不同； 晶体管动态范围不同。谐振功率放大器波形图小信号谐振放大器波形图3、谐振功率放

3、大器与小信号谐振放大器的异同之处相同之处：它们小信号谐振放大器波形图 2c是在一周期内的集电极电流流通角，因此，c可称为半流通角或截止角(意即t=c时，电流被截止)。为方便起见，以后将c简称为通角 2c小信号谐振放大器2c是在一周期内的集电极电流流通角，因此，谐振功率放大器波形图2c谐振功率放大器2c共同之处:都要求输出功率大和效率高。 功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效率。功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率4、高频功率放大器与低频功率放大器的异同之处不同之处：工作频率与相对频宽不同；放大器的负载不同；放大器的工作状态不

4、同。共同之处:都要求输出功率大和效率高。4、高频功率放大器与低频5、工作状态： 功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器。谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路5、工作状态： 功率放大器一般分为甲类、乙类、谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号,其工作状态通常选为丙类工作状态(c90)，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。非谐振功率放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态；宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。谐振功率放大器的分析方法：图解法，解

5、析法谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号,其工作状态通常选1、原理电路谐振功率放大器的基本电路(1)晶体管的作用是在将供电电源的直流能量转变为交流能量的过程中起开关控制作用。(2)谐振回路LC是晶体管的负载(3)电路工作在丙类工作状态外部电路关系式：晶体管的内部特性：3.1.2谐振功率放大器的工作原理1、原理电路谐振功率放大器的基本电路(1)晶体管的作用是在将根据晶体管的转移特性曲线可得：谐振功率放大器转移特性曲线故得：必须强调指出：集电极电流ic虽然是脉冲状，但由于谐振回路的这种滤波作用，仍然能得到正弦波形的输出。根据晶体管的转移特性曲线可得：谐振功率放大器转移特性曲线故得谐振功率放大器中

6、各部分电压与电流的关系（a）2、电流与电压波形：13谐振功率放大器中各部分（a）2、电流与电压波形：13所谓折线法是将电子器件的特性曲线理想化，用一组折线代替晶体管静态特性曲线后进行分析和计算的方法。工程上都采用近似估算和实验调整相结合的方法对高频功率放大器进行分析和计算。折线法就是常用的一种分析法。对谐振功率放大器进行分析计算，关键在于求出电流的直流分量Ic0和基频分量Icm1。3 折线近似分析法 所谓折线法是将电子器件的特性曲线理想化，用一组折线代替晶折线分析法的主要步骤：1、测出晶体管的转移特性曲线ic vBE及输出特性曲线ic vCE， 并将这两组曲线作理想折线化处理。2、作出动态特性

7、曲线。3、根据激励电压vb的大小在已知理想特性曲线上画出对应电流脉冲ic和输出电压vc的波形。4、求出ic的各次谐波分量Ic0、Ic1、Ic2由给定的负载谐振阻抗的大小，即可求得放大器的输出电压、输出功率、直流供给功率、效率等指标。折线分析法的主要步骤：1、测出晶体管的转移特性曲线ic晶体管实际特性和理想折线根据理想化原理晶体管的静态转移特性可用交横轴于VBZ的一条直线来表示(VBZ为截止偏压)。由上图可见，根据理想化原理，在放大区,集电极电流只受基极电压的控制,与集电极电压无关; 在饱和区，集电极电流只受集电极电压的控制，而与基极电压无关。4晶体管特性曲线的理想化及其特性曲线晶体管实际特性和

8、理想折线根据理想化原理晶体管的静态转移特则临界线方程可写为 ic=gcrvCE (2) gcr为临界线的斜率则转移特性方程可写为 ic =gc(vBEVBZ) (vBEVBZ) (1)gc-转移特性方程的斜率式(1)和(2)是折线近似法的基础，应很好地掌握。则临界线方程可写为 则转移特性方程可写为 gc-转移特性方图3-2 集电极电流的波形图3-2 集电极电流的波形 电流脉冲的近似分析 当 t = 时，iC=0，则由折线分析法导通角c3.1.3集电极余弦电流脉冲的分解 电流脉冲的近似分析 当 t = 时，iC=0利用式（3.1.8）可将式（3.1.7）改写为当 t = 0 时，iC=iCmax

9、 ，由式（3.1.9)可得因此，可 iC 表示为利用傅里叶级数，可将iC的脉冲序列展开为利用式（3.1.8）可将式（3.1.7）改写为当 t = 由傅里叶级数的求系数法得其中：由傅里叶级数的求系数法得其中：00.10.20.30.40.50.620 40 60 80 100 120 140 160 180 n() 3() 2() 0 () 1 ()g1 ()00.10.20.30.40.50.620 40 6iC+uiRL+uCE+ uBE VCCVBBiB+uc+ +LC谐振功放电流、电压波形tuBEOVBBuBE(on)tiBOiBmaxtiCOIC0iCmaxic1ic2VCCuctuC

10、EOiC+RL+VCCVBBiB+ tuBEOVBBuBE(on)tiCOiCmaxVCCuctuCEO uc与 ui 反相 。 当uBE为uBEmax时，iC 为iCmax ，而uCE为uCE min。 ic不仅出现时间短，而且只在uCE很小的时段内出现，因此集电极损耗很小，功放效率较高。tuBEOVBBuBE(on)tiCOiCmaxVC谐振功放工作原理小结： 设置VBB UBE(on) ，使晶体管工作于丙类。当输入信号较大时，可得集电极余弦电流脉冲。将LC回路调谐在信号频率上，就可将余弦电流脉冲变换为不失真的余弦电压输出。iC+uiRL+uCE+ uBE VCCVBBiB+uc+ +LC

11、谐振功放原理电路谐振功放工作原理小结： 设置VBB UBE(iC+uiRL+uCE+ uBE VCCVBBiB+uc+ +LC谐振功放原理电路 谐振功放电路与小信号谐振放大器电路有何区别？iC+RL+VCCVBBiB+ 在集电极电路中, 谐振回路得到的高频功率(高频一周的均功率)即输出功率Po为(3 22) (3 23)直流输入功率与集电极输出高频功率之差就是集电极损耗功率Pc, 即(3 24) 电源提供的功率是 PD 。它等于电源电压 Vcc 和集电极电流中直流分量的乘积。（ C类功放的静态工作点电流为零）Pc为耗散在晶体管集电结中的热能。3.1.4 输出功率与效率 在集电极电路中, 谐振回

12、路得到的高频功率(高集电极电压利用系数，在极限使用时，甲类工作状态：乙类工作状态：丙类工作状态：设定义集电极效率C为 集电极效率C决定于比值Ic1m/IC0与Ucm/EC的乘积，即波形系数 与集电极电压利用系数 的乘积。集电极电压利用系数，在极限使用时，甲类工作状态：乙类工作状态00.10.20.30.40.50.620 40 60 80 100 120 140 160 180 n() 3() 2() 0 () 1 ()g1 ()00.10.20.30.40.50.620 40 6例 图3.1.1所示电路中，VCC = 24 V，Po = 5W， = 70 ， = 0.9, 求该功放的 C、

13、PD、PC、iCmax 和回路谐振阻抗Rp解：00.10.20.30.40.50.620 40 60 80 100 120 140 160 180 n()g1() 3() 2() 0 ()1 ()g1 ()2.01.0例 图3.1.1所示电路中，VCC = 24 V，Po = 例 图3.1.1所示电路中，VCC = 24 V，Po = 5W， = 70 ， = 0.9, 求该功放的 C、 PD、PC、iCmax 和回路谐振阻抗Rp解：例 图3.1.1所示电路中，VCC = 24 V，Po = 3.2.1 高频功放的动特性 动特性是指当加上激励信号及接上负载阻抗时, 晶 体管集电极电流ic与电极

14、电压(ube或uce)的关系曲线, 它 在icuce或icube坐标系统中是一条曲线。动特性曲线图解分析法 动特性曲线是在晶体管的特性曲线上画出的谐振功率放大器瞬时工作点的轨迹。小信号电压放大器是纯电阻负载，晶体管仅仅在放大区工作，因此可近似等效为一个线性元件。小信号电压放大器瞬时工作点的轨迹就是负载线，是一条直线。谐振功率放大器是非线性工作，各个区域的特性曲线方程不同，因此各个区域工作点的移动规律也不同，所以称其为动特性曲线。当晶体管的特性用折线近似时为直线。 3.2 高频谐振功率放大器的工作状态 3.2.1 高频功放的动特性 3.2 高频谐振功率放 已知放大区集电极电流表示式为又根据uCE

15、=EC-Ucmcost写出这样，可得 (320) 可见，iC与uCE是直线关系，两点决定一条直线，因此只要在输出特性上求出谐振功率放大器的两个瞬时工作点，它们的连线就是晶体管放大区的动特性曲线。当放大器工作于谐振状态时，它的外部电路关系式为ube= VBB+Vbmcost uce= VCCVcmcost取t=0，则有 已知放大区集电极电流表示式为又根据uCE=EC-Ucmc据此在图3-16所示的输出特性上确定A点。再取 ，则在C类状态工作时，VBBUth，甚至可能为负值，因此Q点的确定可以采用将放大区特性曲线按比例向下延伸，先找到假想的UBE= VBB的特性曲线，从而确定Q点。连AQ，与横轴交

16、于B点，AB直线即为放大区的动特性。截止区(iC=0)的动特性是横轴上的一段，其端点C可这样确定：取t=，则确定Q点。据此在图3-16所示的输出特性上确定A点。再取 高频功率放大电路课件3.2. 2 高频功放的工作状态 谐振功率放大器的工作状态是根据uBE=uBEmax、uCE=uCEmin时瞬时工作点A在静特性曲线上所处位置确定的。当A点落在输出特性(对应uBEmax的那条)的放大区时，为欠压状态，集电极电流为余弦脉冲；当A点正好落在临界点上时，为临界状态，集电极电流仍为余弦脉冲，输出功率P1最大；当A点落在饱和区时，为过压状态，集电极电流iC波形为一凹陷脉冲。谐振功率放大器的工作状态必须由

17、VCC、VBB、Ubm、Ucm四个参量决定，缺一不可，其中任何一个量的变化都会改变A点所处的位置，工作状态就会相应地发生变化。 3.2. 2 高频功放的工作状态 谐振功率放大器的工作状态图3-A 三种状态下的动特性及集电极电流波形 图3-A 三种状态下的动特性及集电极电流波形 3.2.3 高频功放的外部特性 高频功放是工作于非线性状态的放大器, 同时也可 以看成是一高频功率发生器(在外部激励下的发生器)。 1高频功放的负载特性 在其他条件不变(VCC、VBB、vbm为一定)，只变化放大器的负载电阻而引起的放大器输出电压、输出功率、效率的变化特性称为负载特性。 由Vcm=RLIc1 放大器的输入

18、电压是一定的，其最大值为Vbemax，在负载电阻RL由小至大变化时，负载线的斜率由小变大，如图中123。工作状态由欠压变到临界再进入过压。相应的集电极电流由余弦脉冲变成凹陷脉冲。如图 3-x 所示。图 3 18(b)是根据图3 18(a)而得到的功率、 效率曲线。 3.2.3 高频功放的外部特性 放大器的输入电压是一定的图3-X 电流波形图3-X 电流波形临界状态的特点是输出功率最大，效率也较高，比最大效率差不了许多，可以说是最佳工作状态，发射机的末级常设计成这种状态，在计算谐振功率放大器时，也常以此状态为例。过压状态的优点是，输出电压受负载阻抗的影响小，比较平稳且幅值较大，近似交流恒压源特性

19、；但效率低，损耗大。在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降，发射机的中间级、集电极调幅级常采用这种状态。欠压状态的功率和效率都比较低，集电极耗散功率也较大，输出电压随负载阻抗变化而变化，因此较少采用。但晶体管基极调幅，需采用这种工作状态。临界状态的特点是输出功率最大，效率也较高，比最大效过压状态的2高频功放的振幅特性 高频功放的振幅特性是指只改变激励信号振幅Ubm 时, 放大器电流、 电压、 功率及效率的变化特性。由图可见，在欠压区域，输出电压振幅与输入电压振幅基本成正比，即电压增益近似为常数。利用这一特点可将谐振功率放大器用作电压放大器，所以称这组曲线为放大特性曲线。2高频功放的振幅特

20、性由图可见，在欠压区域，输出电压振幅与基极调制特性是指当EC、Ubm、Re保持不变而改变EB时，功放电流IC0、Ic1m，电压Ucm以及功率、效率的变化曲线。 当VBB增大时，会引起、iCmax增大，从而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于VCC不变，uCEmin=VCC-Ucm则会减小，这样势必导致工作状态会由欠压变到临界再进入过压。进入过压状态后，集电极电流脉冲高度虽仍有增加，但凹陷也不断加深，iC波形如图3-2 0所示。 由图可见，在欠压区域，集电极电压的幅度Ucm与VBB基本成正比，利用这一特点，可通过控制VBB实现对电流、电压、功率的控制，称这种工作方式为基极调制，所以称这组特性曲

21、线为基极调制特性曲线。1) 基极调制特性3. 高频功放的调制特性基极调制特性是指当EC、Ubm、Re保持不变而改变EB时，功高频功率放大电路课件2).集电极调制特性 集电极调制特性是指当保持UBB、Ubm、RL不变而改变VCC时，功率放大器电流IC0、Ic1m，电压Ucm以及功率、效率随之变化的曲线。 由于uBEmax=UBB+Ubm不变，所以当UCC由小增大时，uCEmin=UCC-Ucm也将由小增大，因而由uCEmin、uBEmax决定的瞬时工作点将沿uBEmax这条输出特性由特性的饱和区向放大区移动，工作状态由过压变到临界再进入欠压，iC波形由iCmax较小的凹陷脉冲变为iCmax较大的

22、尖顶脉冲，如图3-21所示。 由集电极调制特性可知，在过压区域，输出电压幅度Ucm与VCC成正比。利用这一特点，可以通过控制VCC的变化，实现电压、电流、功率的相应变化，这种功能称为集电极调幅，所以称这组特性曲线为集电极调制特性曲线。 2).集电极调制特性由集电极调制特性可知，在过压区域，输出电例3-2 谐振功率放大器输出功率Po已测出，在电路参数不变时，为提高Po采用提高Vbm的办法。但效果不明显，试分析原因，并指出为了达到Po明显提高的目的，可采用什么措施?负载特性曲线采用提高Vbm提高Po效果不明显说明放大器工作在过压工作状态，为了达到Po明显提高的目的可以减小Rp或增加Vcc。例3-2

23、 谐振功率放大器输出功率Po已测出，在电路参数不变谐振功率放大器的主要指标是功率和效率。以临界状态为例：1) 首先要求得集电极电流脉冲的两个主要参量ic max和c导通角c集电极电流脉冲幅值Icm3.2.4谐振功率放大器的计算谐振功率放大器的主要指标是功率和效率。1) 首先要求得集电2) 电流余弦脉冲的各谐波分量系数0(c)、1(c)、 n(c)可查表求得，并求得个分量的实际值。3) 谐振功率放大器的功率和效率直流功率：P=Ic0 VCC交流输出功率：集电极效率：2) 电流余弦脉冲的各谐波分量系数0(c)、1(c4) 根据可求得最佳负载电阻：在临界工作时，接近于1，作为工作估算，可设定=1。“

24、最佳”的含义在于采用这一负载值时，调谐功率放大器的效率较高，输出功率较大。可以证明，放大器所要求的最佳负载是随导通角c改变而变化的。c小，Rp大。要提高放大器的效率，就要求放大器具有大的最佳负载电阻值。在实际电路中，放大器所要求的最佳电阻需要通过匹配网络和终端负载(如天线等)相匹配。4) 根据可求得最佳负载电阻：在临界工作时，接近于1， 2) 根据求得Vb 3) 根据ic max=gcVb(1cosc)求得ic max、Ic1、Ic0 c=70，cos70=0.342， Ic1=ic max1(70)=20.436=0.872A Ic0=i c max0(70)=20.253=0.506A 1

25、) 根据图可求得转移特性的斜率gc例3-3 某谐振功率放大器的转移特性如图所示。已知该放大器采用晶体管的参数为：fT150MHz，功率增益Ap13dB，管子允许通过的最大电流IcM=3A，最大集电极功耗为Pc max=5W。管子的VBZ=0.6V，放大器的负偏置VBB=1.4V，c=70，VCC=24V，= 0.9，试计算放大器的各参数。 求得Vb 3) 根据ic max=gcVb(1co4) 求交流电压振幅： Vcm=VCC=240.9=21.6V 对应功率、效率。 P=VCC IC0=240.506=12W Po=Pc =P=-Po = 2.6WPc max (安全工作) 则 5) 激励功

26、率 因为Ap=13dB，即 4) 求交流电压振幅： Vcm=VCC=240.3.3 高频功率放大器的实际线路 3.3.1 直流馈电线路 直流馈电线路包括集电极和基极馈电线路。下面结合集电极馈电线路和基极馈电线路说明Cb、 Lb的应用方法 图3 25是集电极馈电线路的两种形式: 串联馈电线路和并联馈电线路。 图 3 25(b) 中晶体管、 电源、 谐振回路三者是并联连接的, 故称为并联馈电线路。 实际的谐振功率放大器电路，往往要比原理电路复杂得多。它通常包括直流馈电(包括集电极馈电和基极馈电)和匹配网络(包括输入匹配网络和输出匹配网络)两个部分，现分别介绍如下。3.3 高频功率放大器的实际线路

27、1.馈电原则 欲使谐振功率放大器正常工作，各电极必须接有相应的馈电电源。直流馈电必须遵循以下原则。 谐振功放的集电极馈电线路，应保证集电极电流iC中的直流分量IC0只流过集电极直流电源EC(即：对直流而言，EC应直接加至晶体管c、e两端)，以便直流电源提供的直流功率全部交给晶体管；还应保证谐振回路两端仅有基波分量压降(即：对基波而言，回路应直接接到晶体c ,e两端)，以便把变换后的交流功率传送给回路负载；另外也应保证外电路对高次谐波分量icn呈现短路，以免产生附加损耗。 1.馈电原则谐振功放的基极馈电线路的组成原则与集电极馈电线路相仿。第一，基极电流中的直流分量IB0只流过基极偏置电源(即EB

28、直接加到晶体管b ,e两端)。第二，基极电流中的基波分量ib1只流过输入端的激励信号源，以便使输入信号控制晶体管的工作，实现放大。 集电极馈电线路组成原则说明 (a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次谐波通路 基极馈电线路组成原则说明 (a)直流通路；(b)基波通路谐振功放的基极馈电线路的组成原则与集电极馈电线路相仿。第一， 图 3 25 集电极馈电线路两种形式 (a) 串联馈电; (b) 并联馈电图3-25(b)中，Cb1为旁路电容，Cb为隔直流电容，Lb为高频扼流圈。在集电极并馈电路中对iC中的高次谐波分量起阻挡作用，并为集电极直流电源提供通路。可以看出，由于Lb、Cb1、Cb这些阻隔元

29、件和旁路元件的存在，使得该电路同样符合集电极馈电线路的组成原则。 图 3 25 集电极馈电线路两种形式图3- 2基极馈电线路 基极馈电线路是指偏置电压EB，输入信号源ub及管子b,e三者在电路形式上也有串联和并联两种形式。图3 26示出了几种基极馈电形式, 基极的负偏压既可以是外加的, 也可以由基极直流电流或发射极直流电流流过电阻产生。 图 3 26 基极馈电线路的几种形式 2基极馈电线路图 3 26 偏压EB的获得。在丙类谐振功率放大器中，基极偏置电压EB可为小的正偏压、负偏压及零偏压。正的EB可用分压获得，如图2.16(a),(b)所示。但应注意，分压电阻数值应适当选大些，以减小分压电路的

30、功耗。 负偏置电压不给出能量，只消耗能量，所以可用自给偏置电路获得。自偏置分为基极自给偏置及发射极自给偏置。 基极自给偏置电路如图2.17(a),(b)所示。发射极自给偏置电路如图2.18所示。零偏压电路如图2.17(b)所示。基极自给偏置电路分压偏置 偏压EB的获得。在丙类谐振功率放大器中，基极偏 该双端口网络应具有这样的几个特点: (1) 以保证放大器传输到负载的功率最大, 即起到阻抗匹配的作用; (2)匹配网络应有选频作用，充分滤除不需要的直流和谐波分量，以保证外接负载上仅输出高频基波功率。 (3)在有n个电子器件同时输出功率的情况下，应保证它们都能有效地传送功率给公共负载，同时又要尽可

31、能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。 。 3.3.2 输出匹配网络保证外负载与谐振功率放大器最佳工作要求相匹配的网络常称为匹配网络。如果谐振功率放大器的负载是下级放大器输入阻抗，应采用“输入匹配网络”或“级间耦合网络”；如果谐振功率放大器的负载是天线或其他终端负载，应采用“输出匹配网络”。 该双端口网络应具有这样的几个特点: 图 3 27几种常见的LC匹配 (a) L型; (b) T型; (c) 型用LC滤波器作匹配网络，有L型、型、T型等，如图3 27所示。各种匹配网络的阻抗变换特性，都是以串、并联阻抗转换为基础LC滤波器型匹配网络 图 3 27几种常见的LC匹配用LC滤波器二、LC网络

32、的阻抗变换作用 RSXSYSXPRPYP1. 串并联网络的阻抗变换 二、LC网络的阻抗变换作用 RSXSYSXPRPYP1. 串二、LC网络的阻抗变换作用 RSXSYSXPRPYP1. 串并联网络的阻抗变换 品质因数Q一般都大于1。可见，并联形式电阻Rp大于串联形式电阻Rs；转换前后电抗性质不变，且电抗值相差很小。 二、LC网络的阻抗变换作用 RSXSYSXPRPYP1. 串解：RSLSLPRP 例3.3.1100nH10 下图中，已知 f = 100 MHz，求 LP 和 RP 。= 102.5 nH解：RSLSLPRP 例3.3.1100nH10 解： 例3.3.250 pF下图中，已知

33、f = 50 MHz，求 CS 和 RS 。RPCP200RSCS= 55 pF解： 例3.3.250 pF下图中，已知 f = 502. L型滤波匹配网络的阻抗变换 电路在工作频率上达到并联谐振，即（1）低阻变高阻型LRPCRLRLCLRP应用中，根据阻抗匹配要求确定Q，即2. L型滤波匹配网络的阻抗变换 电路在工作频率上达到并联谐例3.3.3已知某谐振功放的f = 50 MHz，RL= 10 ，所需的匹配负载为RP = 200 ，试确定L型滤波匹配网络的参数。解：=139 nH=146 nH应采用低阻变高阻型L型滤波匹配网络，其参数设计如下例3.3.3已知某谐振功放的f = 50 MHz，

34、RL= 1（2） 高阻变低阻型RPCRLLRPCRLL电路在工作频率上达到串联谐振，即Q根据阻抗匹配要求确定，即（2） 高阻变低阻型RPCRLLRPCRLL电路在工作频3. 型和T滤波匹配网络因为或故在RL和RL相差不大时，Q只能很小，会使滤波性能很差这时可采用 型或T滤波匹配网络3. 型和T滤波匹配网络因为或故在RL和RL相差不大时3. 型和T滤波匹配网络RPC2RLL1C1RLL1C1L2RP型滤波匹配网络T型滤波匹配网络C2RLL11C1L12RPRL低阻变高阻高阻变低阻 恰当选择两个L型网络的Q值，就可兼顾滤波和阻抗匹配的要求。3. 型和T滤波匹配网络RPC2RLL1C1RLL1C1R

35、PC2RLL1C1例3.3.4已知 f = 50 MHz，RL= 50 ，欲RP = 150 ，采用型滤波匹配网络，试确定C1、C2、L1 值。解：C2RLL11C1L12RPRLRLC2RLL12选取 Q2 = 4RPC2RLL1C1例3.3.4已知 f = 50 MHz，RPC2RLL1C1解：C2RLL11C1L12RPRLRLC2RLL12选取 Q2 = 4RPC2RLL1C1解：C2RLL11C1L12RPRLRRPC2RLL1C1解：C2RLL11C1L12RPRL选取 Q2 = 4C1RLL11RPRPC2RLL1C1解：C2RLL11C1L12RPRL选RPC2RLL1C1解：

36、选取 Q2 = 4RPRPC1L11RPC2RLL1C1解：选取 Q2 = 4RPRPC1L3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1电路性能：160MHz，负载50 ，输出功率13W，功率增益9dB3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1电路性能：160M一、例1输出匹配网络基极采用自给偏压。集电极采用并馈电路。 L2、C3和C4构成L型输出匹配网络，调C3和C4可在工作频率上实现阻抗匹配。3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1输出匹配网络基极采用自给偏压。集电极采用并馈电路。 一、例1输入匹配网络 功放的输入阻抗很低，且随着放大器工作状态的改变而变化。为了减小其对前级放大器的影响，需

37、要有输入匹配网络。3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1输入匹配网络 功放的输入阻抗很低，且随一、例1输入匹配网络输入匹配网络作用：把低且变化的功放输入阻抗变为前级所需要的较稳定的高阻抗，并使前级工作于过压区，从而使功放获得较稳定的激励电压。 工作于过压区时，输出电压几乎不随负载变化。3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1输入匹配网络输入匹配网络作用：把低且变化的功放输入阻一、例1输入匹配网络输入匹配网络作用：把低且变化的功放输入阻抗变为前级所需要的较稳定的高阻抗，并使前级工作于过压区，从而使功放获得较稳定的激励电压。通过增大匹配网络的损耗，可使功放输入阻抗在匹配网络总等效损耗中的比例减小，以减小功放输入阻抗对中间级的影响。3.3.3 谐振功率放大器电路举例一、例1输入匹配网络输入匹配网络作用：把低且变化的功放输入阻一、例1输入匹配网络图中输入匹配网络作用：将功率管的输入阻抗在工作频率上变换为前级放大器需要的50 匹配电阻。C1 调匹配， C2 调谐振。3.3.