第四章 高频 振幅调制、解调与混频电路

1、第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制、解调与混频的概念相关知识回顾第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等是通信系统的基本组成电路，它们都属于频率变换电路。振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等都属于频率变换电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，获得具有所需要频谱的输出信号频谱搬移电路（第四章：振幅调制与解调、混频）频谱非线性变换电路（第五章：频率调制与解调）将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移。将输入信号频谱进行特定的非线性变换。频率变换电路分为信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。载 波复音调制波单音调制波频谱（频域）波 形（时域）表达式信号

2、一、调幅波的波形、表达式与频谱4.1 频谱搬移电路的组成模型调幅波的波形普通调幅波（标准调幅）调制信号v(t) = V cos t载波信号vc(t) = Vcmcos ctc 信号的表达式调幅波的数学表达式调幅系数（调幅度）调制信号v(t) = V cos t载波信号vc(t) = Vcmcos ct若 Ma 1过调幅失真vO(t) = Vm0 (1 + Ma cos t) cos ct 载波分量 上边频分量 下边频分量调幅波的频谱调幅波为 nmax = max / = Fmax / F， max = 2Fmax设调制信号 v(t) 为非余弦的周期信号复音调制线性频谱搬移将 v(t) 不失真地

3、转移到载波信号振幅上将 v(t) 的频谱不失真地搬移到的 c 两边调制信号频谱调幅波频谱上边带下边带BWAM2Fmax调幅波带宽载波分量产生的平均功率。单音调制的调幅信号电压在载波的一个周期内消耗的平均功率在单位电阻上消耗的功率调幅波的功率P(t)在一个调制波周期内的平均功率边频功率（上、下边频分量的功率之和）)21(02aSBPMP=例如：Ma = 0.3(一般电台发射信号的平均调制度)P0 = 0.955 Pav, PSB = 0.045 Pav 。 结论：普通调幅波，发射效率极低。解决办法：抑制载波。Ma w2，则无用的组合频率将远离有用的和频与差频成分线性时变状态：V2m很小（ V2m

4、 V1m）i包含的频率成分： | p1 2| ， p1 参与相乘的两个信号（频率有高低之别），限制哪一个信号的幅度更合适？限制频率低的信号幅度线性时变状态：V2m很小（ V2m V2m，管子的导通与截止仅由 v1 控制而不受 v2 影响时，线性时变工作状态便转换为开关状态。 i 的频率成份：单向开关函数i 的频率成份组合频率成份进一步减少二、平衡对称电路差分对管i 的频率成份：不用限制v2的幅度，只要I0与v2呈线性关系即可与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消原理，差分对管的输出电流中减少了直流分量与 p 为偶数的众多组合分量。i 的频率成份：双差分电路（开关状态）二极管电路（开关状态）i 的

5、频率成份：双向开关函数x1V1m/VT 很大(x1 10 ，即 V1m 260 mV)令 x1 = V1m/VT二极管电路（开关状态）优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍双差分电路（开关状态）一、双差分对平衡调制器（扩展了V2的动态线性范围）4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器（模拟乘法器）讨论：线性相乘的的动态范围很窄(1)若 |v1| 26 mV， |v2| 26 mV 。实现了 v1 和 v2 的相乘运算。i 的频率成份：i 的频率成份：(2)v1 为任意值，|v2| 26 mV，线性时变工作状态。线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进一步抵消了q 1，p 为偶数的众多组合

6、频率分量。(3)|v1| 260 mV ，|v2| 26 mV 当 v1 = V1mcosIt，V1m 260 mV，即 x1 10 时， 实现开关工作。i 的频率成份：以上的三种工作特性中都要求v2取小值，这种要求使v2的动态范围受到限制, 因此需要|v2| 26 mV扩展v2的动态范围例如： I0 = 1 mA ，RE = 1k 则 v2 的最大动态范围为( -250 mV，250 mV)比不加时，扩大了约 10 倍。扩大V2线性动态范围负反馈电阻扩展v2的线形动态范围扩展 v 动态范围负载电阻载波信号调制信号调零电位器，确保 v = 0 时 i = 0T7T8 偏置电阻T5T6 偏置电阻

7、T1T2 偏置电阻XFC1596 集成平衡调制器（MC1596）负反馈电阻扩展v2的线形动态范围能否用相同的方式扩展v1的线形动态范围？图 4-2-10模拟相乘器原理电路输出差值电压 线性动态范围vO = (i- i)RC= iRCAM 相乘器的增益。 二、 双差分对模拟相乘器（模拟乘法器）4.2.4 二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器是另一类工作在开关状态的相乘组件vL足够大，控制D1D4工作在开关状态vL0，D2与D3导通、 D1与D4截止vL0时二极管平衡混频器组成电路D2与D3截止D1与D4导通二极管双平衡混频器组成电路vL0时二极管双平衡混频器组成电路二极

8、管双平衡混频器组成电路K1(Lt - ) - K1(Lt)K2(Lt) 与单个二极管电路的线性时变状态（开关状态）比较，少了哪些频率成分？iI = cos(L - c)t输出中频电流二、混频损耗混频器高频信号本振信号中频信号功率PS功率PI输出中频电流iI = cos(L - c)t输出中频功率输入电流输入电流中仅有高频电流K1(Lt - ) + K1(Lt)输入高频功率输入高频功率输出中频功率混频损耗考虑到变压器的损耗，实际混频损耗约68dB地位：超外差接收机的重要组成部分。作用：将输入高频信号变换为固定的中频信号。重要性：靠近天线，直接影响接收音机的性能。种类： 一般接收机中：三极管混频器

9、。 高质量通信接收机： 二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。 4.3混频电路4.3.1通信接收机中的混频电路一、主要性能指标1混频增益 输出中频信号电压 Vi(或功率PI)对输入信号电压 Vs(或功率 PS)的比值，用分贝表示为 2噪声系数输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i 对输出中频信号噪声功率比 (PI/Pn)o 的比值，即 接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。31 dB 压缩电平(PI1dB )图 4-3-11 dB 压缩电平当 PS 较小时， PI 随 PS 线性增大，混频增益为定值当 PS 较大时， PI 随 PS 增大趋于缓慢。定义

10、：比线性增长低 1 dB 时所对应的输出中频功率电平，称 1dB 压缩电平，用 PI1dB 表示。 意义：PI1dB 所对应的 PS 是混频器动态范围的上限电平。 4混频失真来源 接收机输入端存在的干扰信号； 混频器件非线性，使输出电流包含众多无用组合频率分量，若某些靠近中频，则中频滤波器无法将它们滤除，叠加在有用中频信号上，引起的失真称为混频失真。5隔离度混频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保任一端口上的功率不会窜到其他端口上。实际上，总有极少量功率在各端口之间窜扰定义：本端口功率与其窜扰到另一端口的功率之比(用分贝表示)。意义：用来评价窜扰大小的性能指标。信号串扰危害本振端口功率向输入端

11、口的窜扰危害最大，本振端口的本振功率都比较大，当它窜扰到输入信号端口时，就会通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。 二极管环形混频器和双差分对混频器高性能接收机混频器种类1二极管环形混频器系列产品：Level7、Level17、Level23本振功率: 7 dBm(5 mW)，17 dBm(50 mW)，23 dBm(200 mW)本振功率电平越高，相应的 1 dB 压缩电平也就越高，混频器的动态范围就越大。优点：频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。 缺点：无混频增益、端口间的隔离度较低。2双差分对平衡混频器(AD831)工作频率: 500 MHz 优点：

12、混频增益大；端口间隔离度高；输入端只需要电压 激励，一般不必加功率匹配网络缺点：噪声系数较大，动态范围小4.3.2三极管混频电路一、工作原理L1C1 ： 输入信号回路，调谐在 fcL2C2 ：输出中频回路，调谐在 fIvBE = VBB0 + vL + vSiC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS线性时变状态高频信号很弱，三极管对其呈线性状态详细定量推导详见教材iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS图 4-3-5 gmc随 VLm 变化的特性在中波广播收音机中，这个最佳的 VLm 约为 20 200 mV。反之，当 VLm 一定时，改变 VBB0(或 IE

13、Q) 时，gmc 也会相应变化。实验指出，IEQ 在 0.2 1 mA 时，gmc 近似不变，并接近最大值。混频增益与本振信号幅度的关系4.3.3混频失真干扰哨声(混频器特有)寄生通道干扰(混频器特有)交叉调制失真（交调失真）(混频器、高中频都有)互相调制失真（互调失真）(混频器、高中频都有)产生的根本原因：混频器相乘特性不理想导致组合频率成份混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fCfIFF音频啸叫|p fLq fC|fI F1fI干扰哨声简化为干扰哨声：由输入有用信号产生，输出产生的组合频率分量和中频信号频率接近寄生通道干扰：由输入干扰信号产生干扰fMfI混频

14、器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fCfIFF|p fLq fM|fM造成干扰寄生通道干扰最强的寄生通道干扰中频干扰（p=0,q=1,fM=fI）镜像干扰（p=1,q=1,fK=fc+2fI）p、q越小，干扰越强fMfI|0 fL1 fM| fI混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF干扰fM|p fLq fM|fIfM造成干扰中频干扰（p=0,q=1）中频干扰镜像干扰fMfL fI fK|1 fL1 fK| fIfLfCfKfIfI混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF干扰fM|p

15、 fLq fM|fIfM造成干扰镜像干扰减小寄生通道干扰的措施混频前加强滤波（或陷波）减少组合频率干扰（参考4.2）对镜像干扰，可采取二次混频减小干扰第一次混频采用较高的中频，使镜像干扰远离接收的信号，便于滤除图 4-3-10二次混频接收机组成方框图干扰fMfM造成干扰fL |r fCs fM|fI|r fCs fM|fC混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF收听到有用台信号的同时可听到干扰台的声音，但有用台停播时，干扰台声音随之消失现象：交调失真交调失真：混频器除了对一些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，任意频率的干扰信号也会产生交调失真混频器（非理

16、想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF现象：干扰fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1s fM2 |fCfM1及fM2造成干扰互调失真收听到有用台信号的同时可听到另两个干扰台的声音，即使有用台停播，干扰台声音也不会消失互调失真：输入端有两个干扰信号r、s越小，组合频率分量的频率有可能接近f I互调失真越大fM1 fM2 fC时，2 fM1 fM2 fC , 2 fM2 fM1 fCr s3三阶互调失真混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF干扰fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1

17、s fM2 |fCfM1及fM2造成干扰互调失真2提高混频器前端电路的选择性（混频前加强滤波）3选择适当的中频频率,二次混频1减少组合频率抑制干扰（混频失真）的措施4.4 振幅调制与解调电路一、振幅调制电路高电平调幅低电平调幅 丙类功率放大与调制合二为一 功率放大之前进行调幅效率高、但调制线性差调制线性好，但（发射机）效率低Vcm欠压过压临界VBBvb(t)VCC0vW(t)VCC= VCC0 + vW(t)VCC集电极调幅电路必须工作在过压状态wt高电平调幅电路: 集电集调幅原理电路P92Vcm过压欠压临界VBB0vb(t)VCCvW(t)VBB= VBB0 + vW(t)VBB基极调幅电路

18、必须工作在欠压状态wt高电平调幅电路 基极调幅原理电路P92滤波匹配电路高频扼流圈集电极调幅电路基极调幅电路采用集成模拟乘法器或双差分平衡调制器采用二极管平衡电路低电平调制电路低电平调制电路:一般用于双边带和单边带调制电路单边带发射机（滤波法实现）相对频率间隔越大，滤波越容易频谱搬移过程同步检波电路1包络检波电路2一、振幅解调电路（振幅检波）振幅调制波的解调电路复习同步检波电路1无用的寄生分量4.4.2 二极管包络检波电路仅适合于包含载波的调幅方式：普通调幅残留边带调幅大信号检波：vS足够大二极管轮流工作在导通和截止区缓慢放电快速充电RLC越大，滤波效果越好RLC构成低通滤波器为了提高效率，要求输入电阻能量守恒二极管包络检波电路中的失真惰性失真（对角切削失真）负峰切割失真（底部切割失真）RLC太大，电容放电速度跟不上包络下降的速度快速充电缓慢放电惰性失真（对角切削失真）(a)(b)图 4-4-9惰性