OFDM的水声通信系统设计

1、【Word版本下载可任意编辑】 OFDM的水声通信系统设计 在接收端，对收到的信号以时间间隔为t 开展采样，然后开展DFT 变换，就能恢复出原来的复数序列d0 ,d1,-,dN - 1 ,然后经过解载波逆映射，就能恢复出原始的二进制数据。对于IDFT/DFT变换的计算，通常采用技术较为成熟的IFFT/FFT算法来实现,这样用快速傅里叶算法可以大幅度减少计算量，以提高系统运行效率。 2 基于OFDM 的高速水声通信 2.1 系统框图 OFDM水声通信系统的实现过程如图1所示。在水声通信系统的发射端，为了对抗水声信道由于随机性和突发性产生的错误，首先对输入的二进制数字信号开展信道卷积编码和交织处理

2、，然后通过串/并转换对每个子载波上的数字信号开展载波映射；然后再插入用于信道特性估计的导频信息；进而通过IFFT变换形成OFDM调制信号；为了更好地对抗水声信道的多途效应，在形成的OFDM符号后参加大于信道时延的循环前缀，保证接收到的信号不受码间干扰，保证各子载波之间的正交性；通过D/A 转换将数字信号转换为模拟信号，由射频调制后将信号通过超声波在水声信道中开展传输。在接收端，则要开展与发送端相反的过程，终恢复出原始数据。 2.2 循环前缀 由于信道会引起码间干扰（Intersymbol Interfer-ence,ISI）和信道之间干扰的存在，子载波之间正交性就会被破坏，无法在接收端通过FF

3、T将各子载波上的信号分开。虽然通过多载波调制会增强系统抗ISI 的能力，但当前符号仍然后于前一符号的时延产生重叠，从而产生ISI.为了减少ISI对信号的影响，就要在每个符号前面加上保护间隔（Guard Interval,GI）。保护间隔会使得先前符号产生的多途干扰信号在当前符号到达接收机之前消失，从而克服ISI的影响。如果将保护间隔内的信息置为空，则会由于多途传播的影响，使得各子载波之间失去正交性，从而会导致子载波间干扰（Intercarrier Interference,ICI）。为了消除多途传播造成的ICI,通过将原来宽度为T 的OFDM 符号周期性扩展，这种采用采用周期扩展信号的保护间隔

4、称之为循环前缀（Cyclic Prefix,CP）。图2 为加了循环前缀的一个OFDM符号，是把一个OFDM符号周期后面长度Tg 的部分复制到长度为Tg 的保护间隔中。这样，只要循环前缀长度大于信道时延就不会造成ISI. 2.3 调制解调方式 OFDM是一种多载波调制方式，每个子载波都可以根据信道的状况选择不同的调制方式，当要优先考虑传输的可靠性时，就选择误码率较低的调制方式MPSK,如BPSK和QPSK;而要考虑系统传输速率时，可以选用频谱利用率较高的调制方式MQAM,如8QAM和16QAM. 2.4 信道编码技术 OFDM 技术可以克服多径时延造成的码间干扰和频率性衰减，但是不能解决幅度的

5、平坦型衰落。且在水声信道上，由于噪声环境的影响会造成传输信号的比特差错，这都会造成通信的可靠性降低。为了改善通信质量，在系统前端要开展信道编码。卷积码由于具有良好的纠错性能成为本方案的。目前，在许多通信系统中都有应用，（2,1,7）码是的使用Viterbi译码的标准卷积码，具有使相关通信系统的误码率到达，且能克服相位误差。 2.5 基于导频的信道估计 由于许多信道不能直接传送基带信号，所以为了更好地适应信道，大多数的实际通信系统都要采用调制技术。调制方式不同，对应的解调方式也就不同。主要的解调方式有非相干方式、相干方式及差分编码时常用的差分相干方式。采用差分相干方式和非相干方式可以防止信道估计

6、，但对于多进制的高速水声通信来说，开展相干方式解调时需要与发射端同频同相的载波信息，否则不能正确解调，因此必须开展信道估计，信道估计就可以对有用的数据开展校正。本文采用块状导频插入方式开展信道的估计。 2.6 OFDM参数选择 在OFDM系统中，需要确定以下参数：保护间隔、符号周期和子载波数量。这些参数取决于所需信道的频带宽度、时延扩展和要求的信息传输速率。一般按照以下方法确定OFDM系统的各个参数: （1）保护间隔确实定：保护间隔大于信息的时延扩展。 （2）选择符号周期：一般选择符号周期长度（不包含保护间隔长度）为保护间隔长度的4倍。 （3）子载波的数量：子载波的数量可以利用-3 dB带宽除

7、以子载波间隔（即为去掉保护间隔后的符号周期的倒数）得到。还可以利用要求的比特速率除以每个子信道中的比特速率来确定子载波的数量。每个子信道中传输的比特速率由调制类型、编码速率以及符号速率来确定。 本文选用的OFDM参数见表1. 3 通信仿真实验 为了验证水声OFDM 通信系统的性能，本文使用Matlab 7.1 软件开展算法仿真。仿真时参数如下表1 所示。文中OFDM系统传输的信号是通过Matlab生成随机的二进制数据0和1,首先经过信号的编码和交织，然后对各子载波开展基带调制即映射，如图3所示的星座图，数据被分配在星座空间的固定位置处，与理论值一致。 映射后对单个的信号开展IFFT 变换，参加

8、循环前缀，这样就生成了OFDM 符号。信号经过多径信道，在去掉循环前缀，并对各个符号开展FFT,接收到的数据符号的星座图见图4,图4（a）和图4（b）分别是子载波为BPSK和8QAM基带调制时的接收星座图。由图可知经过水声信道后的信号在星座图中的位置已经完全改变了，则需要开展信道估计才能正确解调出原始数据。 FFT变换后，星座图已经完全发生变化，数据不能在星座图中的准确位置处，因此要对数据开展信道估计，图5是信号经过信道估计后的星座图，图5（a）和图5（b）分别为为BPSK和8QAM下的信道估计后的星座图。 图6是OFDM系统在8QAM基带调制下的误码率曲线与单载波在8QAM调制下的误码率曲线

9、比较图，由图可知在单载波调制下误码率很高，信号通过水声信道的多径干扰等影响后接收到的信号的错误率偏高，而在OFDM通信系统下误码率明显降低，这就可说明OFDM系统具有明显的抗多径干扰性能，在增加信噪比后误码率会明显下降，而单载波系统在增加信噪比时，误码率也不会降低，可见OFDM系统比单载波系统有明显的抗多径干扰的优势。 子载波解调后，开展解解交织解码，恢复原始数据，通信误码率如图7所示。图7（a）为BPSK调制方式下的误码率，图7（b）为8QAM 调制方式下的误码率曲线，可以知道BPSK方式下的误码率要比8QAM调制方式下的误码率要低。则验证了当需要可靠传输性能时选用BPSK调制方式，而当需要高速率时选用频谱利用率较高的8QAM调制方式。 4 结论 OFDM 是一种适合于多