电力电子第三章

1、电力电子第三章 第1页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 3.1 降压斩波电路 降压斩波电路（Buck Chopper）又称Buck变换器(Buck Converter)电路如图所示。 图中使用一只全控器件作为主控开关。（主控器件也可选用MOSFET、GTR、GTO）第2页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.1.1 工作原理a.0tt1 当开关的栅板加控制脉冲后，V闭合，则直流电源E经开关V电感LR M构成回路。即直流电源对电感L充电。b.t1tt2 当主控开关V上的栅极加控制信号消失后，V断开，则电感上的贮能REMVD构成回路。即负载R上的能量由

2、电感上的贮能供电，电感L放电。3.1.2. 基本数量关系假设电感L无穷大，故在一周期内，当电路处于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压Uo分段表达式为： 第3页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四故在一个周期T内的负载电压Uo的平均值为： 称为占空比。由上式可知，输出到负载的电压平均值Uo最大为E，且平均值Uo随减小而减小，因此该电路具有降压功能。负载电流平均值为： 若负载中L值较小，则在V关断后，负载电流可能会出现断续，实用时， 一般不希望出现电流断续的情况。 第4页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 控制方式根据对输出电压平均值进行

3、控制的方式不同，斩波电路可有三种控制方式： 1）保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制（pulse width modulation，即PWM） 2）保持开关导通时间ton不变，改变开关周期T，称为频率调制方式或调频型，简称PFM 3）ton和T都可调，使占空比改变，称为混合型。 以上数学关系不仅适用反电势负载，也适用于电阻性负载，此时，只要令EM0，即可。公式仍有效。第5页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.1.1 降压斩波电路图3-1 降压斩波电路的原理图及波形a）电路图 b）电流连续时的波形 c）电流断续时的波形基于“分段线性”的思想，对降压

4、斩波电路进行解析 V通态期间，设负载电流为i1，可列出如下方程： （33）EERitiL=+M11dd设此阶段电流初值为I10，=L/R，得第6页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 V断态期间，设负载电流为i2，可列出如下方程： （3-5） 设此阶段电流初值为I20，解上式得：当电流连续时，有：图3-1 降压斩波电路的原理图及波形a）电路图 b）电流连续时的波形 c）电流断续时的波形3.1.1 降压斩波电路第7页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四即V进入通态时的电流初值就是V在断态阶段结束时的电流值，反过来，V进入断态时的电流初值就是V在通态阶段结束

5、时的电流值。由式（3-4）、（3-6）、（3-7）、（3-8）得出： （3-9） （3-10）式中: ； ； 。由上图3-1b可知，I10和I20分别是负载电流瞬时值的最小值和最大值。把式（3-9）和式（3-10）用泰勒级数近似，可得 （3-11）上式表示了平波电抗器L为无穷大，负载电流完全平直时的负载电流平均值Io，此时负载电流最大值、最小值均等于平均值。3.1.1 降压斩波电路第8页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四从能量传递关系出发进行的推导 由于L为无穷大，故负载电流维持为Io不变电源只在V处于通态时提供能量，为在整个周期T中，负载一直在消耗能量，消耗的能量为一周

6、期中，忽略损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等，即 （3-12）则 （3-13） 在上述情况中，均假设L值为无穷大，负载电流平直的情况。这种情况下，假设电源电流平均值为I1，则有 （3-14）其值小于等于负载电流Io，由上式得 （3-15）即输出功率等于输入功率，可将降压斩波器看作直流降压变压器。 3.1.1 降压斩波电路第9页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 负载电流断续的情况： I10=0，且t=tx时，i2=0，利用式（3-7）和式（3-6）可求出tx为： （3-16）电流断续时，txtoff，由此得出电流断续的条件为： （3-17）对于电路的具体工况，可据

7、此式判断负载电流是否连续。 在负载电流断续工作情况下，负载电流一降到零，续流二极管VD即关断，负载两端电压等于EM。输出电压平均值为： （3-18）Uo不仅和占空比a 有关，也和反电动势EM有关。 此时负载电流平均值为 （3-19） 3.1.1 降压斩波电路第10页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.1.2 升压斩波电路1.升压斩波电路的基本原理 工作原理 假设L值很大，C值也很大V通时，E向L充电，充电电流恒为I1，同时C的电压向负载供电，因C值很大，输出电压uo为恒值，记为Uo。设V通的时间为ton，此阶段L上积蓄的能量为V断时，E和L共同向C充电并向负载R供电。设

8、V断的时间为toff，则此期间电感L释放能量为稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等 （3-20）图3-2 升压斩波电路及其工作波形a）电路图 b）波形第11页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四化简得： （3-21），输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。也称之为boost变换器升压比，调节其大小即可改变Uo大小，调节方法与3.1.1节中介绍的改变导通比a的方法类似。将升压比的倒数记 作b ，即。 b 和导通占空比a有如下关系： （3-22）因此，式（3-21）可表示为 （3-23）升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因一是L储能之后具有使电压泵升的作

9、用 二是电容C可将输出电压保持住 升压斩波电路第12页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四以上分析中，认为V通态期间因电容C的作用使得输出电压Uo不变，但实际C值不可能无穷大，在此阶段其向负载放电，Uo必然会有所下降，故实际输出电压会略低如果忽略电路中的损耗，则由电源提供的能量仅由负载R消耗，即 （3-24）该式表明，与降压斩波电路一样，升压斩波电路也可看成是直流变压器。根据电路结构并结合式（3-23）得出输出电流的平均值Io为 （3-25)由式（3-24）即可得出电源电流I1为： （3-26） 3.1.2 升压斩波电路第13页，共43页，2022年，5月20日，17点58

10、分，星期四3.1.2 升压斩波电路 在分析升压斩波电路的工作原理，首先假设电路中的电感值L很大，电容C值也很大。 当主控开关V处于通态时，电源EL主控开关V构成回路，向电感L充电，此阶段L贮能。因L、C很大，故充电电流I恒定，且输出电压U0为恒值。 当主控开关处于断开时，电源构成回路，由E和L共同向C充电，并向负载R提供能量。第14页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四2. 升压斩波电路的典型应用一是用于直流电动机传动二是用作单相功率因数校正（PFC）电路三是用于其他交直流电源中图3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形a） 电路图 b） 电流连续时 c） 电流

11、断续时3.1.2 升压斩波电路第15页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 用于直流电动机传动时通常是用于直流电动机再生制动时把电能回馈给直流电源实际电路中电感L值不可能为无穷大，因此该电路和降压斩波电路一样，也有电动机电枢电流连续和断续两种工作状态此时电机的反电动势相当于图3-2电路中的电源，而此时的直流电源相当于图3-2中电路中的负载。由于直流电源的电压基本是恒定的，因此不必并联电容器。 3.1.2 升压斩波电路第16页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.1.3 升降压斩波Boost-Buck电路和Cuk斩波电路1. 升降压斩波电路设L值很大，C

12、值也很大。使电感电流iL和电容电压即负载电压uo基本为恒值。基本工作原理V通时，电源E经V向L供电使其贮能，此时电流为i1。同时，C维持输出电压恒定并向负载R供电。图3-4 升降压斩波电路及其波形a）电路图 b）波形第17页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四升降压斩波电路V断时，L的能量向负载释放，电流为i2。负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反，该电路也称作反极性斩波电路稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即 （3-39）当V处于通态期间，uL = E；而当V处于断态期间， uL = - uo。于是： （3-40）所以输出电压为： （3-41）

13、第18页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四改变导通比a，输出电压既可以比电源电压高，也可以比电源电压低。当0a 1/2时为降压，当1/2a 1时为升压，因此将该电路称作升降压斩波电路。也有文献直接按英文称之为buck-boost 变换器（Buck-Boost Converter）图3-4b中给出了电源电流i1和负载电流i2的波形，设两者的平均值分别为I1和I2，当电流脉动足够小时，有 （3-42） 图3-4 升降压斩波电路及其波形a）电路图 b）波形升降压斩波电路第19页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四由上式可得： （3-43）如果V、VD为没有损

14、耗的理想开关时，则 （3-44）其输出功率和输入功率相等，可看作直流变压器。升降压斩波电路第20页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.3 CUK斩波电路下图为CUK斩波电路的原理图及等效电路 第21页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四2. Cuk斩波电路图3-5所示为Cuk斩波电路的原理图及其等效电路。V通时，EL1V回路和RL2CV回路分别流过电流V断时，EL1CVD回路和RL2VD回路分别流过电流输出电压的极性与电源电压极性相反等效电路如图3-5b所示，相当于开关S在A、B两点之间交替切换图3-5 Cuk斩波电路及其等效电路a） 电路图 b）

15、等效电路Cuk斩波电路第22页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.3.1 工作原理*当主控开关V处于通态时: 电源EL1V构成回路，电源向L1充电，同时，电容CVRL2构成回路，即电容C对负载R放电。 当主控开关处于断开时: 电源EL1CVD构成回路，电源对C充电，同时，电感L2VDR构成回路，电感L2对负载R放电，从图可看出，输出电压的极性与电源电压的极性相反。 第23页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.3.2 基本数量关系在稳态时，电容C的电流在一周期的平均值应为零，即：在图35b等的等效电路中，开关S向B点的时间，即V处于通态的时间ton

16、，电容电流和时间的乘积为I2ton.开关S合向A点的时间即V处于断态的时间toff，则电容电流和时间的乘积为I1toff，由此可得： 当电容C很大，使电容电压UC的脉冲足够小时，可求出输 出电压U0与输入电压E的关系： 当开关S合向B点时，B点电压UB0，A点电压UAUC，(ton) 当开关S合向A点时，UBUC，UA0。(toff)第24页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四第25页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 以上这种输出输入关系与BuckBoost电路相同，与升降压电路相比，CUK电路有一个明显的优点，即其输入电源电流和输出负载电流都是连续

17、的，且脉动很小，有利于对输入输出进行滤波。第26页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四整流电路的谐波和功率因数 许多电力电子装置要消耗无功功率，会对公用电网带来不利影响： 电力电子装置还会产生谐波，对公用电网产生危害，包括： 许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。国家标准（GB/T14549-93）电能质量 公用电网谐波从1994年3月1日起开始实施。第27页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 谐波和无功功率分析基础1. 谐波满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数基波（fundamental）在傅里叶级数中，频率与工频相

18、同的分量谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数谐波频率和基波频率的整数比n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 （2-57） 电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 第28页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 谐波和无功功率分析基础2. 功率因数正弦电路中的情况 电路的有功功率就是其平均功率： 视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 无功功率定义为： Q=U I sinj 功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值： 此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：

19、 功率因数是由电压和电流的相位差j 决定的：l =cos j 第29页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 谐波和无功功率分析基础 非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式（2-62）定义。公用电网中，通常电压的波形畸变很小，而电流波形的畸变可能很大。因此，不考虑电压畸变，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。设正弦波电压有效值为U，畸变电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和j 1。这时有功功率为：P=U I1 cosj1 （2-65） 功率因数为： （2-66） 第30页，共43页，

20、2022年，5月20日，17点58分，星期四谐波和无功功率分析基础基波因数n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）cosj 1非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的： （2-67） 这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗糙。 第31页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四谐波和无功功率分析基础也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sinj 1

21、 在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率D，使得： （2-68） （2-69）比较式（2-67）和（2-69），可得： （2-70）忽略电压谐波时 （2-71）这种情况下，Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。第32页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析 关于功率因数的结论如下： （1）通常位移因数是滞后的，并且随负载加重（wRC 减小）滞后的角度增大，随滤波电感加大滞后的 角度也增大。 （2）由于谐波的大小受负载大小（wRC）的影响，随 wRC增大，谐波增大，而基波减小，也就使基波 因数减小，使得总的

22、功率因数降低。同时，谐波 受滤波电感的影响，滤波电感越大，谐波越小， 基波因数越大，总功率因数越大。第33页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四功率因数和THD1.功率因数PF=（power factor）=有功功率/视在功率=P/S=P/VI对于整流电路来说，其输入电流为非正弦，其有效值为：I1，I2，In分别为基波分量，二次谐波，N次谐波电流有效值。设基波电流I1落后Vi相位差为 ，如图所示：则有功功率和功率因数可表为：P=V I1 Cos ,而3.4 提高整流电路输入端功率因数的方法第34页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四 上式表示基波电流相对值，称为畸变因数，而Cos 称为位移因数，故功率因数PF为畸变因数和位移因数的乘积。显然，当=0时，PF=I1/I2.谐波总量（THD） 谐波总量（THD）=Ih/I= Ih为除基波外所有谐波分量总有效值 故畸变因数I1/I= 故当=0时，PF=I1/I=第35页，共43页，2022年，5月20日，17点58分，星期四3.4.2 提高输入端功率因数的方法（PFC