高频功率放大器解析课件

1、高频功率放大器解析高频功率放大器解析End6.7 戊类(E类)功率放大器6.8 宽带高频功率放大器6.9 功率合成器6.10 晶体管倍频器6.6 丁类(D类)功率放大器6 高频功率放大器9/10/20222End6.7 戊类(E类)功率放大器6.8 宽带高频无线电调幅广播设备组成框图9/10/20223无线电调幅广播设备组成框图9/3/202256.1 概述 功率放大电路是一种以输出较大功率为目的的放大电路。电压增益：电流增益：+1三种组态的基本放大电路CECCCB9/10/202246.1 概述 功率放大电路是一种以输出较大功率为目的的放大电1. 功率放大电路的主要特点输出功率ABQ 功率三

2、角形 允许轻微非线性波形失真。 要想Po大，应使Vom 和Iom都要大。非线性(大信号)6.1 概述9/10/202251. 功率放大电路的主要特点输出功率ABQ 功率三角形 1. 功率放大电路的主要特点非线性(大信号) 管子工作在接近极限状态。6.1 概述9/10/202261. 功率放大电路的主要特点非线性(大信号) 管子工作2. 要解决的问题 减小失真（线性度） 管子的保护 提高输出功率 提高效率6.1 概述9/10/202272. 要解决的问题 减小失真（线性度） 管子的保护 提高输3. 提高效率的途径 降低静态功耗，即减小静态电流。vi= 0vi= V0sint6.1 概述9/10/

3、202283. 提高效率的途径 降低静态功耗，即减小静态电流。vi=(a)甲类 class-A amplifier(b)乙类 class-B amplifier(c)甲乙类 class-AB amplifier(d)丙类 class-C amplifier4. 分类6.1 概述9/10/20229(a)甲类 class-A amplifier(b)乙类 c 丙类(C类) 放大器的效率最高，但是波形失真也最严重。5. 效率与失真矛盾的解决lowhigh3n206.1 概述9/10/202210 丙类(C类) 放大器的效率最高，但是波形失真也 通过谐振负载，从丙类余弦周期脉冲里恢复基波完整周期信号

4、。5. 效率与失真矛盾的解决有源器件谐振回路窄带谐振放大器丙类32154Tr1Tr2CLyLT输入回路输出回路晶体管6.1 概述9/10/202211 通过谐振负载，从丙类余弦周期脉冲里恢复基波完6. 谐振（高频）功放与非谐振（低频）功放的比较相同: 要求输出功率大，效率高非线性(大信号)不同:低频（音频）: 20Hz20kHz高频（射频）:（以调幅为例 ） 已调信号lowhighAM广播信号:535kHz1605kHz，BW=10kHz谐振与非谐振高频窄带信号工作频率与相对频宽不同,6.1 概述9/10/2022126. 谐振（高频）功放与非谐振（低频）功放的比较相同: 要7. 功放设计中各

5、方面的折中关系 减小失真（线性度） 管子的保护 提高输出功率 提高效率（1） 丙类导通角 uCES 。 (2) 过压状态： 当功放的激励足够大时，功放的最高工作状态将进入饱和区，即动特性的A点在饱和区的工作状态，称为过压状态。 过压状态功放的特点：功放的工作点将在截止区、线性放大区和饱和区三个区内变化；功放的集电极电流为顶部凹陷的余弦脉冲；功放的效率将随着Uc的进一步增大而降低，在这种状态下，由于导通角过大导致波形系数较小；有UCEmin uCES 。9/10/202240 欠压状态功放的特点：功放的工作点只在截止区和图 过压状态的ic波形9/10/202241图 过压状态的ic波形9/3/2

6、02243 (3) 临界状态：功放的最高工作状态刚好进入饱和区的边缘状态，即动特性的A点刚好进入饱和区和放大区的边缘，我们将这种工作状态称为临界状态。 临界状态功放的特点：功放的工作点只在截止区和线性放大区内变化；功放的集电极电流为余弦脉冲；功放的输出功率最大，高频功放一般工作在此状态；有UCEmin uCES 。 保证功放工作在这一状态所需的集电极负载电阻RL称为临界电阻或最佳负载电阻，一般用RLcr表示。9/10/202242 (3) 临界状态：功放的最高工作状态刚好进入饱高频功放的外部特性 高频功放是工作于非线性状态的放大器, 同时也可以看成是一高频功率发生器(在外部激励下的发生器)，因

7、此高频功率放大器的性能参数只能在一定条件下进行估算，在实际设计中，要达到设计要求常常还需对其进行调整。 高频功放的外特性：是指放大器的性能随放大器的外部参数变化的规律。主要包括：高频功放的负载特性(功放性能随负载的变化特性)、高频功放的振幅特性(功放性能随激励电压的变化特性)、高频功放的调制特性(功放性能随偏置电压和电源的变化特性)以及高频功放的调谐特性等。9/10/202243高频功放的外部特性 9/3/202245高频功放的负载特性 高频功放的负载特性：是指只改变负载电阻RL, 高频功放电流、 电压、 功率及效率变化的特性。 9/10/202244高频功放的负载特性 9/3/2022466

8、.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性1. 高频功放的动态特性 下面通过折线近似分析法定性分析其动态特性，首先，建立由Rp和VCC 、VBB、Vbm 所表示的输出动态负载曲线。vceicVoAVCCQVcm1vcmingd9/10/2022456.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性1. 高频2. 高频功放的负载特性vBEiC-VBBVBZvbeiCgCVbmvbemaxiCmaxvceiCVCCQvceminVcesgdvbemaxvcemingcr过压区临界区欠压区6.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性vbemax9/10/2022462. 高频功放的负载特性vBEiC

9、-VBBVBZvbei2. 高频功放的负载特性iCvcevbemax过压区临界区欠压区欠压过压0临界Rp欠压过压0临界Rp6.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性9/10/2022472. 高频功放的负载特性iCvcevbemax过压区临界区欠9/10/2022489/3/202250End欠压、过压、临界三种工作状态的特点：结论：欠压：恒流，Vcm变化，Po较小，c低，Pc较大；过压：恒压，Icm1变化，Po较小，c可达最高；临界：Po最大，c较高；最佳工作状态发射机末级中间放大级2. 高频功放的负载特性6.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性图6.3.7 负载特性曲线欠压过压0

10、临界Rp欠压过压0临界Rp9/10/202249End欠压、过压、临界三种工作状态的特点：结论：欠压：恒流，6.3.4 各极电压对工作状态的影响vceiCvbemaxQVCCQVCCQVCCiC1. 改变CC对工作状态的影响-集电极调制特性过压欠压0临界VCC过压欠压0临界VCC集电极调幅作用是通过改变VCC来改变cm1与o才能实现的，因此，必须工作于过压区。9/10/2022506.3.4 各极电压对工作状态的影响vceiCvbema9/10/2022519/3/2022532. 改变bm对工作状态的影响-振幅特性vceiCvbemax1vbemax2QVCCvbemax4iCvbemax3

11、欠压过压0临界Vbm欠压过压0临界Vbm6.3.4 各极电压对工作状态的影响9/10/2022522. 改变bm对工作状态的影响-振幅特性vceiCvbem高频功放的振幅特性的特点： 在欠压区：Ic0、 Ic1、Uc随Ubm的增加而增加，但并不一定为线性关系，而在放大振幅变化的高频信号(如调幅信号)时，通常要求输出的高频信号振幅与输入激励信号的振幅成线性关系，这只有在B(乙)类状态才能得到。 在过压区： Ic0、 Ic1、Uc基本上不随Ubm的增加而增加，可以认为是恒压区，放大等幅信号，应选择这种状态。9/10/2022539/3/2022553. 改变BB对工作状态的影响 基极调幅作用是通过

12、改变BB来改变cm1与o才能实现的，因此，必须工作于欠压区。vbeVBBvbemax1vBEiCVBBvbemax2VBBvbemax3vceiCvbemax1vbemax2QVCCvbemax3iCVBB绝对值的增加等效于减少 Vbm，两者都会使vbemax产生相同的变化End6.3.4 各极电压对工作状态的影响9/10/2022543. 改变BB对工作状态的影响 基极调幅作用是通过改9/10/2022559/3/2022576.3.5 工作状态的计算(估算)举例例6.3.1 有一个用硅NPN外延平面型高频功率管3DA1做成的谐振功率放大器，设已知CC24，工作频率MHz。试求它的能量关系。

13、由晶体管手册已知其有关参数为f70MHz ，Ap（功率增益）13 dB，Cmax750,CE(sat)(集电极饱和压降)1.5,CMW。解： ）由前面的讨论已知，工作状态最好选用临界状态。作为工程近似估算，可以认为此时集电极最小瞬时电压 2）9/10/2022566.3.5 工作状态的计算(估算)举例例6.3.1 有一解： 3）选c=70o， 4）未超过电流安全工作范围。 5） 6） 7） 8） 9）End6.3.5 工作状态的计算(估算)举例9/10/202257解： 3）选c=70o， 4）未超过电流安全 前面以静态特性为基础，分析了高频功放的原理，但不能反映高频工作时的其他现象，如当晶体

14、管工作于0.5f 0.2fT 甚至更高的频率时，会出现输出功率下降、效率降低等。这是因为功放管性能随频率变化引起的，通常称为功放管的高频效应。 一、少数载流子的渡越时间效应 晶体管本质上是电荷控制器件。少数载流子的注入和扩散是晶体管能够放大的基础。6.4 晶体管功率放大器的高频特性9/10/202258 前面以静态特性为基础，分析了高频功放的 渡越时间的概念：将少数载流子由基区扩散到达集电极所需要的时间，称为载流子的渡越时间。 晶体管工作在低频和高频时的渡越时间效应如图3-24所示。 9/10/202259 渡越时间的概念：将少数载流子由基区扩散到达集电极所需二、非线性电抗效应 功放管中存在集

15、电结电容, 这个电容是随集电结电压Ube变化的非线性势垒电容。 在高频时对放大器主要有两个影响： 1、构成放大器输出到输入的反馈支路，造成放大器不稳定； 2、通过他的反馈会在输出端形成一输出电容Co 三、发射极引线电感的影响9/10/202260二、非线性电抗效应三、发射极引线电感的影响9/3/2022四、饱和压降的影响 晶体管工作于高频时, 实验发现其饱和压降随频率提高而加大。 9/10/202261四、饱和压降的影响 9/3/2022636.4 晶体管功率放大器的高频特性图 6.4.1 在低频和高频工作时的发射极电流脉冲波形9/10/2022626.4 晶体管功率放大器的高频特性图 6.4

16、.1 End图 6.4.2 晶体管在高频大信号工作时各极电流脉冲波形的关系6.4 晶体管功率放大器的高频特性9/10/202263End图 6.4.2 晶体管在高频大信号工作时各极6.6.5 高频功率放大器的电路组成6.5.1 馈电线路6.5.2 输出、输入与级间耦合回路9/10/2022646.5 高频功率放大器的电路组成6.5.1 馈电线路6.5.1 馈电线路 以上的高频功率放大器的电路仅仅是其原理图。欲使高频功率放大器正常工作于丙类某一最佳状态，与小信号谐振放大器同样，必须有正确的直流通路和交流通路。除此之外，还要尽量减少功率传输中的损耗。这就涉及其馈电线路的实现问题。图 6.5.1 对

17、不同频率电流的等效电路9/10/2022656.5.1 馈电线路 以上的高频功率放大 一、 直流馈电线路 直流电源加到功放管各极上去的线路叫直流馈电线路。直流馈电线路包括集电极馈电线路和基极馈电线路。下面结合集电极馈电线路和基极馈电线路说明旁路电容Cb、扼流圈Lb的应用方法。 1、集电极馈电线路 由于集电极电流是脉冲电流，因此集电极馈电线路须满足： A、直流能量能有效地加到功放管的集电极和发射极之间，而不能再有其他耗损；9/10/202266 一、 直流馈电线路 9/3/202268 B、高频基波分量应有效地流过负载回路，除了回路应尽可能小地消耗基波分量能量； C、除倍频器外，应有效的消除高频

18、谐波分量，输送到负载上的谐波分量应尽可能小； D、直流电源及馈电元件的接入应尽可能减小分布参数的影响。 集电极馈电线路的两种形式: 串联馈电线路和并联馈电线路。 (1) 串联馈电线路 结构：晶体管、 电源、 谐振回路三者是串联连接的, 故称为串联馈电线路。如图 (a) 所示。9/10/202267 B、高频基波分量应有效地流过负载回路，除了回路应尽可能 优点：Ucc、LB、CB处于高频地电位，使得回路不容易受分布参数影响。 (2)并联馈电线路 结构：其晶体管、 电源、 谐振回路三者是并联连接的, 故称为并联馈电线路。如图 (b) 所示。 优点：回路一端为直流地电位，L、C元件一端可以接地，安装

19、方便。9/10/202268 优点：Ucc、LB、CB处于高频地电位，使得回路不容易 图 集电极馈电线路两种形式 (a) 串联馈电; (b) 并联馈电9/10/202269 图 集电极馈电线路两种形式9/3/2022 2基极馈电线路 基极馈电线路也有串联和并联两种形式。 图示出了几种基极馈电形式, 基极的负偏压既可以是外加的, 也可以由基极直流电流或发射极直流电流流过电阻产生。 9/10/202270 2基极馈电线路9/3/202272 图 基极馈电线路的几种形式 基极自给偏压基极组合偏压基极零偏压9/10/202271 图 基极馈电线路例：改正右图中的错误，不得改变馈电形式。解：分析 改正见

20、下图9/10/202272例：改正右图中的错误，不得改变馈电形式。9/3/202274图328 例3-2图9/10/202273图328 例3-2图9/3/202275图 6.5.2 集电极电路的两种馈电形式6.5.1 馈电线路9/10/202274图 6.5.2 集电极电路的两种馈电形式6.5.1 图 6.5.3 基极馈电的两种形式6.5.1 馈电线路9/10/202275图 6.5.3 基极馈电的两种形式6.5.1 馈End图 6.5.3 几种常用的产生基极偏压的方法6.5.1 馈电线路9/10/202276End图 6.5.3 几种常用的产生基极偏压的方法6.6.5.2 输出、输入与级间

21、耦合回路图 6.5.5 放大器与负载之间用四端网络耦合1. 输出匹配网络 使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保证放大器传输到负载的功率最大，即它起着匹配网络的作用。 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它应有良好的滤波作用。 有效地传送功率到负载，但同时又应尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。9/10/2022776.5.2 输出、输入与级间耦合回路图 6.5.5 图 6.5.6 复合输出回路1. 输出匹配网络6.5.2 输出、输入与级间耦合回路9/10/202278图 6.5.6 复合输出回路1. 输出匹配网络6.5图 6.5.7 等效电路1. 输出匹配网络 虽然阻抗变换网

22、络类型很多，但是，都可以等效成一个标准的并联谐振回路。 下面就等效成的标准并联谐振回路分析其功率传输效率。图中，r为等效到谐振回路的负载电阻，r1为谐振回路本身的损耗电阻。6.5.2 输出、输入与级间耦合回路9/10/202279图 6.5.7 等效电路1. 输出匹配网络 图 6.5.10 晶体管等效电路2. 输入匹配网络与级间耦合网络）中间放大级工作于过压状态，此时它等效为一个理想电压源，其输出电压几乎不随负载变化。）降低级间耦合回路的效率。因为回路效率降低，意味着回路本身损耗加大，这样就使下级输入电路的损耗功率相对来说显得不重要，也就是减弱了下级对本级工作状态的影响。6.5.2 输出、输入

23、与级间耦合回路9/10/202280图 6.5.10 晶体管等效电路2. 输入匹配网络与级 图 几种常见的LC匹配 (a) L型; (b) T型; (c) 型LC匹配网络 下图是几种常用的LC匹配网络。9/10/202281 图 几种常见的LC匹配LC匹配网络 9/图 L型网络的阻抗变换9/10/202282图 L型网络的阻抗变换9/3/202284 1） 对于L-I型网络(负载电阻Rp与并联电抗器件Xp并联，如下图a所示)，容易求出： 由此可见：在负载电阻RP大于功放要求的最佳负载阻抗容抗RLcr时，采用对于L-I型网络，并通过调整Q值，将大的负载电阻RP变换较小的为Rs(Rs= RLcr)

24、。谐振时应有Xs+Xs=0.其中：9/10/202283 1） 对于L-I型网络(负载电阻Rp与并联电抗器 图 4-17 L型匹配网络 (a) L-I型网络; (b) L-II型网络串联电抗并联电抗9/10/202284 图 4-17 L型匹配网络串联电抗并联电抗 对于L-II型网络(负载电阻RP与感抗器件XS串联，如上图b所示)有： 由此可见：在负载电阻RP小于功放要求的最佳负载阻抗容抗RLcr时，采用对于L-II型网络，并通过调整Q值，将小的负载电阻RP变换为较大的Rs(Rs= RLcr)。谐振时应有XP+XP=0。其中：9/10/202285 对于L-II型网络(负载电阻RP与感抗器件X

25、S)型匹配网络 下图（）是型匹配网络，其中两个串臂为同性电抗元件，并臂为异性电抗元件。为了求出型匹配网络的元件参数，可以将它分成两个型网络，如图（b）所示。然后利用型网络的计算公式，经整理便可最终得到计算公式。 RP=RL(1+Q2T2) 9/10/202286)型匹配网络9/3/202288 图 T型网络的阻抗变换9/10/202287 图 T型网络的阻抗变换9/3/202289 图（b）中的第一个型网络与图 (a)的网络是相反的，因此，可以将o视为L，即 )型匹配网络 型匹配网络如下图所示，分析过程也是将型网络分成两个基本的型网络，如图 (b)所示，然后按型网络进行求解。9/10/2022

26、88 图（b）中的第一个型网络与图 (a)的网络图 型网络的阻抗变换9/10/202289图 型网络的阻抗变换9/3/202291式中 9/10/202290式中 9/3/202292 下图是一超短波输出放大器的实际电路, 它工作于固定频率。 图 一超短波输出放大器的实际电路 L2是为抵消天线的容抗而设立的C1、C2、L2构成型匹配网络9/10/202291 下图是一超短波输出放大器的实际电路,图 6.5.11 输入匹配网络举例2. 输入匹配网络与级间耦合网络End6.5.2 输出、输入与级间耦合回路9/10/202292图 6.5.11 输入匹配网络举例2. 输入匹配网络与6.6 丁类(D类

27、)功率放大器 高频功率放大器的主要问题是如何尽可能地提高它的输出功率与效率。甲、乙、丙类放大器就是沿着不断减小电流通角c的途径，来不断提高放大器效率的。 c的减小是有一定限度的。因为c太小时，效率虽然很高，但因Icm1下降太多，输出功率反而下降。要想维持Icm1不变，就必须加大激励电压，这又可能因激励电压过大，而引起管子的击穿。 丁类、戊类等放大器就是采用固定c为90，但尽量降低管子的耗散功率的办法，来提高功率放大器的效率的。9/10/2022936.6 丁类(D类)功率放大器 高频功率放大 丁类放大器的晶体管工作于开关状态：导通时，管子进入饱和区，器件内阻接近于零；截止时，电流为零，器件内阻

28、接近于无穷大。这样，就使集电极功耗大为减小，效率大大提高。在理想情况下，丁类放大器的效率可达100%。 晶体管丁类放大器都是由两个晶体管组成的，它们轮流导电，来完成功率放大任务。控制晶体管工作于开关状态的激励电压波形可以是正弦波，也可以是方波。晶体管丁类放大器有两种类型的电路：一种是电流开关型，另一种是电压开关型。6.6 丁类(D类)功率放大器9/10/202294 丁类放大器的晶体管工作于开关状态：导通时， 图 6.6.1 晶体管丁类放大器原理图6.6 丁类(D类)功率放大器9/10/202295图 6.6.1 晶体管丁类放大器原理图6.6 丁类(图 6.6.2 电流开关型放大器的谐振回路中

29、心点的电压波形6.6 丁类(D类)功率放大器9/10/202296图 6.6.2 电流开关型放大器的谐振回路中心点的电压图 6.6.3 电压开关型电路的输出等效电路6.6 丁类(D类)功率放大器9/10/202297图 6.6.3 电压开关型电路的输出等效电路6.6 End优点：谐波输出较小；效率高。缺点：频率上限受到限制。6.6 丁类(D类)功率放大器9/10/202298End优点：缺点：频率上限受到限制6.7 戊类(E类)功率放大器 晶体管丁类放大器总是由两个晶体管组成的，而戊类放大器则是单管工作于开关状态。它的特点是选取适当的负载网络参数，以使它的瞬态响应最佳。 也就是说，当开关导通（

30、或断开）的瞬间，只有当器件的电压（或电流）降为零后，才能导通（或断开）。这样，即使开关转换时间与工作周期相比较已相当长，也能避免在开关器件内同时产生大的电压或电流。这就避免了在开关转换瞬间内的器件功耗，从而克服了丁类放大器的缺点。9/10/2022996.7 戊类(E类)功率放大器 晶体管丁类放大器6.7 戊类(E类)功率放大器图 6.7.1 晶体管戊类放大器原理图9/10/20221006.7 戊类(E类)功率放大器图 6.7.1 晶体管6.7 戊类(E类)功率放大器图 6.7.2 戊类功率放大器的电压、电流波形End9/10/20221016.7 戊类(E类)功率放大器图 6.7.2 戊类

31、功6.8 宽带高频功率放大器 现代通信的发展趋势之一是在宽波段工作范围内能采用自动调谐技术，以便于迅速转换工作频率。为了满足上述要求，可以在发射机的中间各级采用宽带高频功率放大器，它不需要调谐回路，就能在很宽的波段范围内获得线性放大。 最常见的宽带高频功率放大器是利用宽带变压器做耦合电路的放大器。宽带变压器有两种形式：一种是利用普通变压器的原理，只是采用高频磁心，可工作到短波波段；另一种是利用传输线原理与变压器原理二者结合的所谓传输线变压器，这是最常用的一种宽带变压器。9/10/20221026.8 宽带高频功率放大器 现代通信的发图 6.8.1 低频变压器及其频率特性示例6.8 宽带高频功率

32、放大器9/10/2022103图 6.8.1 低频变压器及其频率特性示例6.8 图 6.8.2 11传输线变压器6.8 宽带高频功率放大器9/10/2022104图 6.8.2 11传输线变压器6.8 宽带高图 6.8.3 4 传输线变压器6.8 宽带高频功率放大器9/10/2022105图 6.8.3 4 传输线变压器6.8 宽带图 6.8.6 宽频带变压器耦合放大器电路举例End6.8 宽带高频功率放大器9/10/2022106图 6.8.6 宽频带变压器耦合放大器电路举例End66.9 功率合成器6.9.1 功率合成与分配网络应满足的条件6.9.2 功率合成(或分配)网络原理6.9.3

33、功率合成电路举例9/10/20221076.9 功率合成器6.9.1 功率合成与分配网络应满6.9.1 功率合成与分配网络应满足的条件在高频功率放大器中，当需要的输出功率超过单个电子器件所能输出的功率时，可以将几个电子器件的输出功率叠加起来，以获得足够大的输出功率。这就是功率合成技术。举例：图 6.9.2 功率合成器方框图示例9/10/20221086.9.1 功率合成与分配网络应满足的条件在高频功 所谓功率合成器是采用多个晶体管，使它们产生的功率在一个公共负载上相加。 9/10/2022109 所谓功率合成器是采用多个晶体管，使它们产生的 一个理想的功率合成电路应该满足哪些条件呢?概括起来，

34、可以归纳为如下几条：) 个同类型的放大器，它们的输出振幅相等，每个放大器供给匹配负载以额定功率so，则个放大器输至负载的总功率为so。这叫做功率相加条件。）合成器的各单元放大电路彼此隔离，也就是说，任何一个放大单元发生故障时，不影响其他放大单元的工作，这些没有发生故障的放大器照旧向电路输出自己的额定输出功率so。这叫做相互无关条件。这是功率合成器的最主要条件。End6.9.1 功率合成与分配网络应满足的条件9/10/2022110 一个理想的功率合成电路应该满足哪些条件呢?概括起传输线变压器1. 传输线变压器的工作原理 1) 传输线变压器的结构 2) 传输线变压器传输能量的特点9/10/202

35、2111传输线变压器9/3/2022113图 1:1传输线变压器9/10/2022112图 1:1传输线变压器9/3/2022114图 传输线在高频情况下的等效电路9/10/2022113图 传输线在高频情况下的等效电路9/3/2022115 从上述传输线变压器的工作原理，可以归纳出其基本特点是： (1)工作频带宽，频率覆盖系数可达104。 (2)通带的低频范围得到扩展，这是依靠高磁导率的磁芯获得很大的初级电感的结果。 (3)通带的上限频率不受磁芯上限频率的限制，因为对于高频它是以传输线的原理传输能量。 (4)大功率运用时，可以采用较小的磁环也不致使磁芯饱和和发热，因而减小了放大器的体积。 9

36、/10/2022114 从上述传输线变压器的工作原理，可以归纳出 3) 传输线变压器的主要参数 由传输线的理论可知，传输线的特性阻抗c为 对于理想无耗或工作频率很高时的传输线，有，则传输线的特性阻抗为最佳特性阻抗，其值为9/10/2022115 3) 传输线变压器的主要参数 产生插入损耗的主要原因是传输线终端电压和电流对于始端产生相移的结果。我们知道，电磁波自始端传到终端，是需要一定时间的。终端电压、电流总要滞后于始端相应电压、电流个相位，这个相位与传输信号波长及传输线距离l的关系为式中, ，称为相移常数。 9/10/2022116 产生插入损耗的主要原因是传输线终端电压和电流图 传输线变压器

37、的插入损耗 9/10/2022117图 传输线变压器的插入损耗 9/3/20221192. 传输线变压器的应用 1) 极性变换 传输线变压器作极性变换电路，就是1:1倒相传输线变压器。 图 1:1倒相传输线变压器9/10/20221182. 传输线变压器的应用图 1:1倒相传输线变压器9/3 2) 平衡和不平衡的互相变换 如图4-27是传输线变压器用作平衡与不平衡电路的互相变换。 图 平衡与不平衡的互相变换9/10/2022119 2) 平衡和不平衡的互相变换图 平衡与图 平衡与不平衡的互相变换9/10/2022120图 平衡与不平衡的互相变换9/3/2022122 3) 阻抗变换 传输线变压

38、器的第三个用途，是在输入端和输出端之间实现阻抗变换。由于传输线变压器的结构的限制，它不能像普通变压器那样，借助匝数比的改变来实现任何阻抗比的变换，而只能完成某些特定阻抗比的变换，如:1、9:1、1:1，或者1:、1:9、1:16，等等。 9/10/2022121 3) 阻抗变换9/3/2022123图 4:1和1:4传输线变压器电路9/10/2022122图 4:1和1:4传输线变压器电路9/3/2022124 对于:1的阻抗变换电路而言，如果设负载电阻L上的电压为U，则传输线终端和始端的电压均为U，因此，信号源端的电压为U。当信号源提供的电流为时，则通过L的电流为I，于是负载电阻L为 从信号

39、源向传输线变压器看去的输入电阻为传输线的特性阻抗为9/10/2022123 对于:1的阻抗变换电路而言，如果设负载电阻 图（b）和（）分别表示1:传输线变压器的传输线形式和变压器形式。设流过负载电阻L的电流为，信号源提供的电流为，由图（）可见，负载电阻上的电压为U，即ULU。负载电阻为从信号源向传输线变压器看去的输入电阻为 从而实现1:的阻抗变换。传输线变压器的特性阻抗为9/10/2022124 图（b）和（）分别表示1:传输线变压器的 根据相同的原理，可以利用多组1:1传输线变压器组成9:1、1:1或1:9、9:1等电路，并求出输入电阻、特性阻抗与负载电阻L的关系。可以证明，若1:1传输线变

40、压器组数为，则由它组成的阻抗变换电路的特性阻抗和输入电阻分别为 Zc=(n+1)RL Ri=(n+1)2RL 对于变比小于1的阻抗变换电路，特性阻抗和输入电阻的一般公式为9/10/2022125 根据相同的原理，可以利用多组1:1传输线变压器图 宽带高频功率放大电路9/10/2022126图 宽带高频功率放大电路9/3/20221286.9.2 功率合成(或分配)网络原理图 6.9.2 传输线变压器组成的网络9/10/20221276.9.2 功率合成(或分配)网络原理图 6.9.2 在分析时，应注意以下两点：)根据传输线的原理，它的两个线圈中对应点所通过的电流必定是大小相等、方向相反的。)在

41、满足匹配条件，并略去传输线上的损耗时，变压器输入端与输出端电压也应该是相等。图 6.9.5 传输线变压器组成的网络6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/10/2022128在分析时，应注意以下两点：图 6.9.5 传输线+_6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/10/2022129+_6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/3/20+_6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/10/2022130+_6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/3/20以上的两组方程组分别表示A、B点的信号分解为C、D点的信号和C、D 点的信号分解为A、B点的信号。这是由传输线变压器的特性所决定的。6.

42、9.2 功率合成(或分配)网络原理9/10/2022131以上的两组方程组分别表示A、B点的信号分解为C、D点的信) A端与B端和C端与D端互相隔离的条件是）从A端与B端同时送入反相激励电压，则D端得合成功率，C端无输出。若从A端与B端同时送入同相激励电压，则C端得合成功率，D端无输出。在以上两种情况中，若只有（或B）端有激励，则功率均分到C与D端，对B（或A）端无影响。3）若从C端送入激励功率，则这功率将均匀分到A端与B端，且相位相同，D端则无输出。若从D端送入激励功率，则功率均匀分到A、B两端，且相位相反，C端无输出。由此，结合电路中信号源的引入方式，经推导，可得6.9.2 功率合成(或分

43、配)网络原理9/10/2022132) A端与B端和C端与D端互相隔离的条件是）从A端与B1.传输线变压器在功率合成中的应用 1) 反相功率合成电路 利用传输线变压器组成的反相功率合成原理电路如图所示。 9/10/20221339/3/2022135图 反相功率合成原理电路9/10/2022134图 反相功率合成原理电路9/3/2022136 由图可知，通过1两绕组的电流为，因有 端 IIaId B端 IIIb 所以 Ia-IdIdIb Id 12(Ia+Ib) 及 I12(IaIb) 相应写出端电流Ic，由图可知 Ic=2I 还有 IcIaIb9/10/2022135 由图可知，通过1两绕组

44、的电流为，因有9/3 如果满足IaIb时，就会有Ic，则在端无输出功率。这时还会有 IdIaIb 若在电阻d上的电压为d，显然为 UdIdd 传输线变压器2为1:1平衡不平衡变换器，因此在DD之间电压亦为d，由电压环路ADDB可得则两个功率放大器注入的功率为 9/10/2022136 如果满足IaIb时，就会有Ic，则在端无 每个功率放大器的等效负载L为 如果取dRc，则当某一功率放大器（例如B）出现故障或者IaIb时，A端电压为 因此功率放大器的等效负载仍等于9/10/2022137 每个功率放大器的等效负载L为 2) 同相功率合成电路 如图所示，若两个功率放大器和B输出同相等值功率，提供等

45、值同相电流Ia和Ib，则可称为同相功率合成电路。采用和上面类似方法可以证明，此时两功率放大器的注入功率在端c上合成，而在端电阻d上无输出功率。后者所接电阻称为假负载或平衡电阻。 9/10/2022138 2) 同相功率合成电路9/3/2022140图 6.9.6 D端为不平衡输出时，应加入传输线变压器End6.9.2 功率合成(或分配)网络原理9/10/2022139图 6.9.6 D端为不平衡输出时，应加入传输线图 6.9.7 反相功率合成器典型电路举例6.9.3 功率合成电路举例9/10/2022140图 6.9.7 反相功率合成器典型电路举例6.9.3 End图 6.9.8 同相功率合成

46、器典型电路举例6.9.3 功率合成电路举例9/10/2022141End图 6.9.8 同相功率合成器典型电路举例6.96.10 晶体管倍频器图 6.10.1 倍频器的应用倍频器是一种输出频率等于输入频率整数倍的电路，用以提高频率。晶体管倍频器有两种主要形式：一种是利用丙类放大器电流脉冲中的谐波来获得倍频，叫做丙类倍频器；另一种是利用晶体管的结电容随电压变化的非线性来获得倍频，可叫做参量倍频器。9/10/20221426.10 晶体管倍频器图 6.10.1 倍频器的应发射机中采用倍频器通常要达到以下目的： 1采用倍频器后，在输出相同频率的条件下，可降低发射机中振荡器的振荡频率，提高系统的频率稳定度。 2对于调频或调相发射机，通过倍频可提高其最大频移或相移，提高信号的抗干扰能力。 倍频是利用有源器件的非线性实现的，常用的有丙类倍频器和参量倍频器。 9/10/2022143发射机中采用倍频器通常要达到以下目的：9/3/2022145 倍频器是能将输入信号频率成整数倍增加的电路，如图所示。倍