高效率音频功率放大器的设计

1、精选优质文档-倾情为你奉上精选优质文档-倾情为你奉上专心-专注-专业专心-专注-专业精选优质文档-倾情为你奉上专心-专注-专业高效率音频功率放大器的设计摘要: 由于D类音频功率放大器与传统的模拟功放相比，具有体积小，效率高，低失真，大功率的特点所以具有广阔的发展前景。D类音频功率放大器通常包括PWM脉宽调制器、高速开关功率放大器、低通滤波器这三个部分，加上信号转换、测量显示以及短路保护部分就构成了一个完整的音频功率放大系统。本文先简单介绍音频功率放大器的发展进程及该领域内的新兴技术,接着介绍音响和放大器的基本知识，由此提出设计的任务与要求，主要对系统内各组成部分电路的设计方案进行论证与比较，并

2、择优选用D类音频功率放大器以及其它部分电路完成本系统的设计工作，最后对该系统进行实验测试，结果显示达到了设计要求。关键词：D类音频功率放大器 PWM脉宽调制器 高速开关功率放大器 低通滤波器Abstract: Compared with the traditional analog amplifier, the class-D amplifier possesses large developmental foreground. The reason is the later has several characters, such as small volume, high efficien

3、cy, low distortion and high power. the class-D amplifier usually includes the PWM pulse width modulator, the high-speed switch power amplifier and the low-pass filter. Besides of it, an integrity of the audio frequency power enlarge system still includes signal conversion part, measure manifestation

4、 part and short-circuit proof part. This text first introduces the amplifiers development progress and those newly arisen techniques in the realm of the amplifier in brief, introduces the basic knowledge of the sound box and amplifier second. After these, it puts forward the mission and request of t

5、his design, and Mainly carry on argument to each circuits design project of which constitute the system. Then compare them , choosing the class-D amplifier and other optimization parts, and complete the design work of the system. finally, start an experiment and test to that system, the result come

6、to the designs request. Keywords：the Class-D amplifier the PWM pulse width modulator the high-speed switch power amplifier the low-pass filter引言低失真、大功率、高效率是对功率放大器提出的普遍要求。模拟功率放大器通过采用优质元件，复杂的补偿电路，深负反馈，使失真变得很小，但大功率和高效率一直没有很好的解决。工作在开关状态下的D类功率放大器却很容易实现大功率、高效率、低失真。 传统的音频功放工作时，直接对模拟信号进行放大，工作期间必须工作于线性放大区，功率

7、耗散较大，虽然采用推挽输出，减小了功率器件的承受功率，但在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁。功率输出受到限制。此外，模拟功率放大器还存在以下的缺点：电路复杂，成本高，常常需要设计复杂的补偿电路和过流、过压、过热等保护电路，体积较大，电路复杂；效率低，输出功率不可能做的很大。 D类开关音频功率放大器的工作基于PWM模式：将音频信号与采样频率比较，经自然采样，得到脉冲宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，然后经过驱动电路，加到功率放大器的栅极，控制功率器件的开关，实现放大，将放大的PWM送入滤波器，则还原为音频信号。 D类功率放大器工作于开关状态，理论效率可达100%，实际运用也可达

8、80%95。功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很高，而且不会引入非线性失真。 近年来，国外的公司对D类功率放大器进行了研究和开发，提出了一些方案，但是尚存在较大的难度，由于采用PWM方式，为了提高音质，降低失真，必须提高调制频率，但是在较高频率下，会产生一定的问题，同时，D类功率放大器对器件的要求较高，不利于降低成本。但由于其效率极高，目前得到了广泛的应用。1 音频功率放大器的发展进程及新兴技术1.1 音频功率放大器的发展进程音频功率放大器是一个技术已经相当成熟的领域，几十年来，人们为之付出了不懈的努力，无论从线路技术还是元器件方面，乃至于思想认识上都取得

9、了长足的进步。下面就简要说明一下音频功率放大器的发展进程。1.1.1 早期的晶体管功放半导体技术的进步使晶体管放大器向前迈进了一大步。自从有了晶体管，人们就开始用它制造功率放大器。早期的放大器几乎全用锗管来制作，但由于锗管工艺上的一些原因，使得放大器中所用的晶体管，尤其是功放管性能指标不易做得很高，例如，共发射极截止频率fh的典型值为4kHz，大电流管的耐压值一般在30V40V左右。这样，放大器的频率响应也就很狭窄，其3dB截止频率通常在10kHz左右，大大影响了音乐中高频信号的重现。再加上功放管的耐压、电流和功耗三个指标相互制约，制作较大功率的OTL或OCL放大器不易寻到三个指标都满足要求的

10、管子，所以不得不采用变压器耦合输出。变压器的相移又使电路中加深度负反馈变得很困难，谐波失真得不到充分的抑制，因此这一时期的晶体管放大器音质是很差的。下面讲一下晶体管功放的发展和互调失真。随着半导体工艺的逐渐成熟，大电流、高耐压的晶体管品种日益增加，越来越多的功率放大器采用了无输出变压器的OCL电路或OTL电路。最初的大功率PNP管是锗管，而NPN管是硅管，两者的特性差别非常显著，电路的对称性很差，人们更多采用的是准互补电路，通过小功率硅管与一只大功率的NPN硅管复合，得到一只极性与PNP管类似的大功率管，降低了电路因对称性差而招至的失真。到了六十年代末，大功率的PNP硅管商品化的时候，互补对称

11、电路才得到广泛的应用。元器件的进步使晶体管功率放大器的技术指标产生了质的飞跃，在主观音质评价方面，也改变了过去人们对晶体管功放的看法，无论是在厅堂扩音、电台节目制作还是家庭重放，晶体管功放都被大量地采用，首次在数量上以压倒性的优势超过了电子管功放。在商品化的晶体管扩音机中，相继出现了一些璀璨夺目的名机，如JBL的SA600，Marantz互补对称电路Model15等等尽管电子管的拥护者仍大量存在，人们毕竟能够比较公正地看待晶体管放大器了，认为晶体管机频响宽阔，层次细腻，与电子管机比较起来有一种独特的舱力，而不是简单的谁取代谁的问题。瞬态互调失真的提出是认识上的一次飞跃，七十年代，功率放大器的发

12、展史中出现了一件最引人注目的事情，这就是瞬态互调失真(Transientlntermodulation)及其测量方法的提出。1963年，芬兰Helvar工厂的一名工程师在制作一台晶体管扩音机时，由于接线失误，使电路的负反馈量减少了，后来却意外地发现负反馈量减少后的音质非常好，客观技术指标较差，而更正错误以后的线路尽管技术指标提高了，音质反而比误接时明显下降。这一现象引起了当时同一工厂的Otala博士的重视，之后，他对此进行了悉心研究，于1970年首先发表丁关于晶体管功率放大器瞬态互调失真(TIM)的论文。至1971年,Otala博士及其研究小组就TIM失真理论发表的论文已经超过20篇，引起了电

13、声界准互补电路人士的广泛反响。TIM失真和音乐信号也有密切关系，音量大、频率高的节目信号容易诱发TIM失真。严重的TIM失真反映在听感上类似高频交选失真，而较弱的TIM失真给人以“金属声”的不快感觉，导致音质劣化。至今，音响界对于TIM失真都还有争议，但这毕竟是人们认识的深化，它使后来放大器的设计思想发生了根本性的变化，即更加注重放大器的动态性能而不是仅仅满足于静态技术指标的提高。 1.1.2 性能较好的模拟功放 接下来的很长一段时间，A类、B类以及AB类音频功率放大器（额定输出功率）一直占据“统治”地位，其发展经历了这样几个过程：所用器件从电子管、晶体管到集成电路过程；电路组成从单管到推挽过

14、程；电路形式从变压器输出到OTL、OCL、BTL形式过程。其基本类型是模拟音频功率放大器，它的最大缺点是效率太低。A类音频功率放大器的最高工作效率为50，B类音频功率放大器的最高工作效率为78.5，AB类音频功率放大器的工作效率介于二者之间。无论A类、B类、AB类音频功率放大器，当它们的输出功率小于额定输出功率时，效率就会明显降低，播放动态的语言、音乐时平均工作效率只有30左右。音频功率放大器的效率低就意味着工作时有相当多的电能转化为热能，也就是说，这些类型的音频功率放大器要有足够大的散热器。例如，一台额定功率为1000W的A类音频功率放大器需要2000W的散热器，一台额定功率为1000W的B

15、类音频功率放大器需要400W的散热器，因此，A类、B类和AB类音频功率放大器效率低、体积大。人们曾努力想设计出效率高的音频放大器，如C类音频功率放大器，但其最高效率仍然不大于78.5，因此，模拟音频功率放大器效率低，所需散热器大、笨重，不符合当前节能环保的要求，在这种情况下，D类音频功率放大器应运而生了。1.1.3 D类音频功率放大器 为了提高音频功率放大器的效率，科研技术人员做了大量的研究试验工作。早些时候人们已经论证了D类音频功率放大器的存在，它不同于模拟音频功率放大器，是全新的结构方式，是PWM开关脉冲功率放大器。D类音频功率放大器通常由PWM调制器、高速开关功率放大器、低通滤波器这三部

16、分组成，工作过程简单描述如下：输入的音频信号经PWM调制器变成与其幅度相对应脉宽的高频率PWM脉冲信号，经驱动电路驱动高速开关功率放大器对信号进行放大，放大后的信号经低通滤波器进行滤波后带动扬声器。由于D类音频功率放大器只工作在开关状态，其功率开关器件要么导通，要么截止，不在“放大区”停留，因此功耗极小、效率极高，理论上可达100，实际电路中可达90以上，所以D类音频功率放大器是高效、节能、数字化音频功率放大器。但是，早些时候晶体管、集成电路的开关性差，不能满足D类音频功率放大器的技术要求，因此，对D类音频功率放大器的研究开发有相当的困难，研究开发仅停留在理论上。近几年出现的VMOS管，IGB

17、T管的开关特性很好，工作频率高、开关速度快、管压降小、功耗低，适合用于D类音频功率放大器的研究开发。所以，近来D类音频功率放大器的研究开发有了突破性的进展。几家著名的研究机构及公司已试验性地向市场提供了D类音频放大器评估模块及技术，这一技术一经问世立即显示出其高效、节能、数字化的显著特点，引起了科研、教学、电子工业以及商业界的特别关注。下表是某一实验中对D类和B类音频功率放大器的效率以及功耗进行了比较。 比较条件：电源电压24V，负载4，1000Hz，连续输出，整机效率，得到下表：输出功率（W）D类音频功率放大器模拟音频功率放大器效 率（）热功耗（W）效 率（）热功耗（W）7297272263

18、6961.55036由此表可以看出，D类音频功率放大器有着模拟功放所无法比拟的优势，所以不久的将来，D类音频功率放大器必将取代传统的模拟音频功率放大器。1.2 音频功率放大器的新兴技术传统的音频功率放大器在解决失真与效率的矛盾问题上总显得有点力不从心,但以下的几种新技术却很好地解决了这个矛盾.1.2.1 超甲类功率放大器按甲类方式工作，理论上不会存在开关失真，而其效率可达到甚至超过乙类放大。它解决了乙类的失真和甲类的低效率问题。图1是超甲类功放的输出级，它采用活动偏置电路来代替传统的固定偏置。活动偏置电路具有以下两种功能：第一是在信号输出的整个周期内没有开关现象；第二是波形的正、负半周过渡平滑

19、，使合成波不会出现交越失真。电路中A1和A2代表两个检波放大级，用来检测加到功率级输入端激励信号的变化，并加以放大，然后以控制电流的形式输出给可控电压源UB1和UB2。UB1和UB2把来自A1和A2的电流变化转换成电压变化以控制末级电路的基极偏压，使AB两端的偏压随激励信号的大小变化，实现了“动态偏流”。E1为稳压电源，用来确定静态时末级电流并实现温度补偿。从上述可知，超甲类功放的效率基本与乙类相似，而又大大地减少了波形的开关失真，是解决失真与效率之间矛盾较为理想的方法。图1 超甲类功率放大器1.2.2 S类功率放大技术其特点是用电压控制放大器与电流驱动放大器构成电桥，使电压控制放大器工作在无

20、负载的状态（即输出电流为零），即使接类似于扬声器之类的复合动态阻抗的负载，其电压控制放大器仍然能工作在十分理想的甲类状态。由一个大功率的乙类放大器负责供给负载电流，所以大大地减小交越失真和其它失真，同时又具有乙类的高效率。图2是S类放大器的基本电路。电路的构成是由甲类电压控制放大器A1之后接有乙类电流驱动放大器A2，这两个放大器和负载RL之间通过电桥耦合。假如放大器A2的增益接近于无穷大，那么A与B点同电位，R1与R3，R2与R4上的电压分别相等，即I2R1=I3R3,I0R2=I4R4。设A2的输入阻抗为无穷大，则I3=I4，可得I0R2I3R4，I2=R2R3I0/(R1R4)。电桥平衡时

21、有：R1R4=R2R3，于是I2=I0（即输出电流完全供给负载）；I1=I2-I0=0（即电压放大器空载工作）。就是说驱动负载的电流完全是由电流驱动放大器提供，甲类电压放大器总是工作在无负载的状态而与负载阻抗及其变化无关。这样，甲类电压放大器可将工作点选择在最佳工作区；而电流放大器可以工作在效率最高的乙类放大状态。图2 S类放大电路原理图综上所述，S类放大器既有乙类的高效率，又有甲类甚至超过一般甲类放大器的低失真。故其性能十分优良。1.2.3 电流倾注式乙类放大技术由Quad 公司注册的“电流倾注式”功率放大器，利用其“电流倾注”技术，不仅使放大器的失真降低至很低的水平，而且末级采用了纯乙类方

22、式。其方法是：设法从功放主要失真源的末级取出一部分信号与输入信号比较，从而得到一个能反映末级失真程度的“误差信号”，然后将它放大到所需的幅度和相位直接加到负载中去，即可抵消功放末级产生的各种失真，包括负反馈难以克服的交越失真和开关失真，对提高功放的性能和降低末级功率管的要求极为有利。电流倾注式功放原理见图3，A1为小功率甲类激励级，大功率乙类末级用等效互补管表示。从图3可看出，如果把R2去掉，该电路与一般功放在电路结构上没有多大区别，此时R1为负反馈电阻，C1为相位补偿电容，L为高频防振电感。由于加进R2，并对C1、R1、R2、L适当地取值，工作情况大为改观。这时，上述4个元件构成一个桥路，桥

23、路的一个对角线接乙类末级，当A1的增益相当大时，A点相当于运放的虚地，负载RL就等效于接在桥路的另一对角线上。如果桥路达到平衡，即L=R1R2C1时，B、D间主放大器产生的失真电压便不会反映在A、C 两端的负载RL上。上述电路的工作过程简述如下：当输入信号较小时，末级因无偏置而处于截止状态，负载中的输出电流是由甲类功放A1通过R2馈入负载RL的，因此不存在交越失真现象。随着输入信号的增大，R2上的压降随之增大，当此压降大于乙类功放的死区电压（约0.5V）时，乙类功放两管开始轮流导通向负载RL提供输出电流。由于L的阻抗远小于R2，故大信号时负载电流主要由乙类功放提供。此时甲类功放的作用除激励乙类

24、功放外，主要是经R2向负载直接馈送抵消乙类功放输出电流失真的误差成分，它是由作为失真电流的取样元件L取出并与输入信号Ui相比较而得到。如果桥路元件达到平衡，馈入负载的误差电流恰好与乙类功放失真电流在幅度上相等而相位相反，从而使其失真在理论上可完全消除。图3 电流倾注式功放原理图在实际电路中，由于元器件误差电流倾注功放并不可能完全抵消失真，电桥更不可能在很宽的音频范围内达到精确平衡。所以为了在整个声频段内获得很低的失真，中高频段由桥路平衡来保证，低频段则由负反馈加以改善。1.2.4 负阻抗驱动功率放大器在放声系统中，实现电/声转换的扬声器所产生的非线性失真和瞬态失真总是难以有效地克服或减小。由于

25、扬声器的振膜和音圈有固有的质量，在输入信号停止以后，扬声器的振膜并不能立即停止振动，而是衰减振荡，特别是在扬声器单元的谐振频率f0处更为严重，使得重放的声音含糊不清、拖泥带水；而且由于扬声器在振动过程中会产生相应的反电动势阻碍扬声器振动，使失真不可避免。为解决这个问题，可使用具有负阻抗输出的功率放大器来驱动扬声器。这样，在功放和扬声器构成的输出回路中总的阻抗减小或趋近于零，既可以增加大动态的阻尼，实现对扬声器的准确控制，又可将扬声器产生的反电动势及失真短路，在理论上把扬声器系统的失真降为零。图4为负阻抗输出功率放大器的基本回路。A1及其外围电路构成主放大器，Rf与R0构成电压并联负反馈；A2及

26、其外围电路构成负阻驱动电路，将取样电阻RS检测的输出电流加以放大，并与主放大器A1构成正反馈，形成负阻输出。放大器的输出阻抗可推导为Z0=RS1-R1RE/(R2R0)。为了保证电路能稳定工作，必须使放大器与扬声器回路总阻抗大于零（不可为负值，否则放大器会产生自激），同时考虑到扬声器音圈电阻随工作温度有所变化，一般取值为Z0=（0.60.9）RV（其中RV为扬声器音圈电阻）。需要说明的是，负阻输出功率放大器仅对低频段的非线性失真改善较有效，对中高频作用不是很大，故一般只在低频范围内才引起正反馈。所以负阻输出功率放大器常用在有源低音炮中来改善扬声器的瞬态失真。图4 负阻抗功放的基本电路1.2.5

27、 柔性剪峰放大器及技术现代晶体管功率放大器就谐波失真而言其谐波失真可达万分之几，然而听感却比不上谐波失真达百分之二的电子管功放。其中原因虽颇有争议，但有一点是公认的，即电子管功放的过负荷能力远比晶体管功放强，且出现过负荷时，其听感仍然较为柔顺，不易被人察觉；而晶体管机出现过负荷时，必然会产生削波失真，很容易被人感觉到。原因是两者失真的过程大不一样，如图5所示，（a）表示晶体管放大器的削波失真，失真较严重，故听感上破裂、生硬；（b）表示电子管放大器的削波失真，其过程较圆滑，故听感较柔顺。柔性剪峰电路可使一般的晶体管削波失真转换成类似电子管的过荷失真，使晶体管机音色甜美圆润，类似电子管的韵味。因此

28、有人称之为“模拟胆声电路”，输出波形如图（c）所示。柔性剪峰电路的原理如图6所示。图中功率放大部分采用28V双电源供电，在8负载上可以得到40W的正弦有效不失真输出功率，计算输出电压的有效值为17.89V，峰值为25.29V，该部分电压放大倍数Au1R11/R10=15.4倍，则最大输入峰值电压为1.64V。超过该值，放大电路必定产生削波失真。当开关K未合上时，柔性剪峰电路不起作用。此时A点电位UA=2.15V，使D3导通（即柔性剪峰电路起控）的条件是：UC(2.15+0.6)V2.75V。同理，要使D4导通的条件是：图5 三种削波失真 图6 柔性剪峰电路原理图UC10k，电压放大倍数120连

29、续可调。 d 在前置放大级输入端交流接地时，负载R1的低频噪声电压10mV，在电压放大倍数为10、输入端对地交流短路时测量。 e 在输出功率500mW时测量的功率放大器效率(输出功率/放大器总功耗)85。 设计一个放大倍数为1的信号变换电路，将功率放大器双端输出的信号转换为单端输出，经RC滤波供外接测试仪表用。 设计一个测量放大器输出功率的装置，要求具有3位数字显示，精度优于5。4 方案论证与比较根据设计任务的要求，本系统的组成框图如图10所示。下面对每个框内电路的设计方案分别进行论证与比较。4.1 高效率功率放大器的设计 图10 系统的组成框图4.1.1 高效率功率放大器类型的选择 衡量一套

30、音响设备的主要性能一是它的频率特性指标，包括频率响应，谐波失真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应，瞬态互调失真和阻尼系数；三是信号噪声比，最大输出动态范围，最大功率和效率。尤其是第三方面的性能指标主要由功率放大器实现，由前面已经知道，传统的功率放大器主要有A类(甲类)、B类(乙类)和AB类(甲乙类)。方案一：采用A类功率放大器A类功率放大器的最基本电路如图11所示。A类功率放大器与一般放大器所不同的是其负载不是直接接在晶体管的集电极上，而是通过变压器接入的。A类功率放大器的电路结构和工作原理比较简单，这里不作介绍，我们主要讨论A类功率放大器的效率。由于单管A类功率放大器电源供给

31、的电流是以静态电流为中心上下变化的，其平均值为，电源电压为，所以电源提供的功率为，最大的正弦波功率则为/2，其放大器的效率为 (4-1)以上所述是理想情况下的值。实际上，由于下列原因，其效率不可能这样高。 变压器的损耗，变压器初、次级各有导线电阻，它们要损耗能量，变压器的初级磁力线也不可能完全耦合到次级，存在有一定的漏磁，因此也要产生一些损耗。 晶体管饱和压降也不可能为零，多少都会有一定的功率损耗。 发射极串联有负反馈电阻Re。Re也要消耗一定的能量，同时晶体管集电极到发射极之间的电压也要降低。考虑到上述因素的影响，A类功率放大器实际效率大约只能达到30多点。所以A类功放的效率是比较低的。另外

32、，像其它放大器一样，A类功率放大器也同样存在有几种失真： 输出特性非线性引起的失真放大器在小信号工作时，问题不大；但当大信号工作时，晶体管输出特性的非线性失真就不可忽视了。解决的办法应该是选用电流放大系数线性较好的功率管和合理安排设计负载线，使其在大信号工作时，非线性失真减小。 输入电阻和信号源内阻引起的失真晶体管输入电阻随信号大小变化也略有变化，由此会引起输出信号的失真，信号源内阻大也会引起失真。克服的办法是合理设计电路，尽量采用电阻较大的扬声器。 削波失真当输出信号超出一定范围时，晶体管进入饱和区或截止区，晶体管失去放大作用而出现削波失真。所以在设计功率放大器时，必须留有充分的功率裕量，以

33、减小削波失真。 输出变压器引起的失真这种失真主要是因变压器铁芯的HB曲线的非线性引起的。所以，现在人们更喜欢使用无输出变压器的OTL、OCL放大器。图11 A类功率放大器由以上可知其特点：在整个输入信号周期内都有电流连续流过功率放大器件，线性好，输出信号的失真小且失真成分以偶次谐波为主，不存在开关失真和交越失真，并且A类功放有比较好的表现力，音色细腻、平滑流畅；但其输出信号的动态范围小，通常需要偏置电压才能工作，放大输出的电压幅度不能超出偏置范围，能量转换效率很低，输出功率一般较小，与本设计所要的高效率不符，所以此方案不选。方案二：采用B类功率放大器从功率消耗的角度来说，单管放大器的效率是比较

34、低的。如果将输入信号一分为二，分别由两只功率管来放大。其中一只管子专门放大波形的上半周，另一只管子放大波形的下半周，然后将上下两半周信号分别加到负载上去，使之合成为一个波形，这样就可以兼顾功耗与波形失真的问题。如图12所示。信号通过输入变压器T1，转换成为两个幅度相等，极性相反的信号，两只晶体管分别将其放大，然后在T2上合成。这里信号的正负半周之间出现了无信号的过渡区，这样输出的合成信号就与原输入信号之间产生了失真，这种失真称为“交越失真”。交越失真是乙类推挽功率放大器较为明显的问题。另外，由于输入、输出都用了变压器耦合，这样会使放大器体积、重量都较大，而且其漏电感及分布电容、杂散磁场等，都会

35、对信号产生干扰和影响，损耗增大，效率降低。图12 B类推挽功率放大器由以上可知，B类功率放大器不需要偏置电压，靠信号本身来导通放大管，其在整个输入信号周期内功率器件的导通时间为50%，在理想情况下效率可78.5%，但会产生交越失真，增加噪声，虽然效率较高，本设计亦不选此方案。方案三：采用AB类功率放大器AB类功率放大器是以上两种放大器的结合，即在B类电路的基础上略加一点偏置，这样一来，效率也随之下降，即其效率介于A类与B类功率放大器之间，考虑到高效率这一关键因素，本设计不选用AB类功率放大器。以上三种模拟放大电路的共同特点是晶体管都工作在线性放大区域中，并且按输入音频信号的大小控制输出信号的大

36、小，但晶体管自身同时也在消耗电能。而且这三类功率放大器效率低、体积大，不符合当前节能环保的要求。随着半导体及微电子制造技术的不断发展，高速、大功率器件已越来越多，人们对音频功率放大器的要求更加趋向高效、节能和小型化。所以采用A类、B类、AB类功率放大器，均达不到题目的要求。方案四：采用D类功率放大器D类音频功率放大器通常由PWM调制器、高速开关功率放大器、低通滤波器这三部分组成。三角波发生器 前置放大器比较器驱动电路桥式开关功率输出低通滤波器扬声器 V1 V2 V3 VO Vi PWM调制器 高速开关功率放大器 低通滤波器图13 工作原理框图D类音频功率放大器的工作原理框图如图13所示，将音频

37、信号对一线性良好的高频三角波进行调制，既形成一PWM（脉冲宽度调制）波形，D类音频放大器一般采用异步调制方式，既在调制信号（音频信号）周期发生变化时，高频载波信号周期仍保持不变，这种调制方式的优点是当音频信号频率较低时，PWM波的载波个数成数量级增多，这对抑制高频谐波及减少失真非常有利，而且载波的边频带远离音频信号频率，故不存在载波边频带与基波之间的相互干扰问题。PWM波经倒相后驱动H桥式逆变器，PWM脉冲方波使对角方位的两个功率管轮流地且等间隔地导通与截止，使H桥的输出端电压是一组等幅不等宽的正负对称的脉冲列，脉冲的幅值等于电源电压。为了得到不失真的音频信号，在H桥的输出端之间加入LC低通滤

38、波器以滤除高频成分，在负载R两端可得到功率放大的音频信号。图14为其工作波形示意图，其中：(a)为输入信号Vi；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形V1(Vi)；(c)为调制器输出的脉冲(调宽脉冲)V2；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲V3；(e)为低通滤波后的放大信号V0。 (其中，Vi等参数参照图2)图14 工作波形示意图D类功率放大器与模拟功放不同，它是用音频信号的幅度去线性调制高频脉冲的宽度，其晶体管等输出器件不作为线性元件，而是作为开关，工作于饱和（通）和截止（断）两种极端工作状态，这就是说，D类功率放大器具有高速开关特性，因此效率极高，理论上可达到100，实际电路中也可达到80

39、95，同时其饱和压降很低，所以功耗小，并且此电路不需要严格的对称，也不需要复杂的直流偏置和负反馈，使稳定性大大提高。用同样功耗的管子可得到比AB类功率放大器高4倍功率的输出，所以D类功率放大器是高效、节能、数字化音频功率放大器。本设计决定采用D类功率放大器。以下开始着手设计D类音频功率放大器各组成部分的实现电路。4.1.2 D类功率放大器实现电路的设计 本题目的核心就是功率放大器部分，采用何种电路形式以达到题目要求的性能指标，这是关键。 4.1.2.1 三角波产生电路的设计在脉宽调制电路中，关键部分为三角波产生电路，有以下四种设计方案：方案一：采用IC1 ZXCD1000芯片此芯片为该电路的核

40、心，内含振荡器，三角波发生器，激励电路，运算放大器，比较电路，输出电路。1脚，8脚两路输入可分别并一个极小的电容对地短路，以抑制低频信号的失真，4脚悬空，5脚接一330pF的对地电容作为振荡器的输入，产生自激振荡，一路通过一个具有固有频率和幅值的三角波发生器经一个很小的电容（大约47 n左右）的充放电可将此三角波的形状整得完美；另一路分别接到两个放大器的下端。13，16脚都是通过两个并联电容对地短路，其中一个为铝大电容，另一个为普通小电容，大小分别为22uF和100n。12脚和14脚除通过并联的22uF和100n对地短路，且在其旁还要并联一个100uF的大电容，为确保其输入有9V，9脚接地，I

41、C1 ZXCD1000芯片内部的结构如图15所示：图15 IC1 ZXCD1000芯片内部的结构虽然此芯片的使用可简化设计，但这种集成的芯片，通常有电源电压的限制，不利于本设计中此部分的发挥。方案二：用普通PWM芯片虽然此类芯片可直接产生脉宽调制信号，但芯片中振荡发生器产生的是锯齿波，不符合D类功放所要求的三角波，且振荡发生器是靠充放电电路产生波形，波形线性不好，难以达到要求。例如SG3525芯片，产生的脉宽调制波占空比最高只能达到44%左右，且波形不好，所以此方案不可行。方案三：采用TLC4502 和LM311芯片采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现的电路如图16所

42、示。TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。 图16 三角波产生电路方案四：采用555定时器D类放大器要求三角波频率高、线性好，这是一般积分、微分电路难以达到的，选用555定时器恒流源充放电电路产生三角波，可以保证三角波的高频率及良好的线性，效果很好。如图17所示，此方案利用555组成的多谐振荡器的C4充放电特性加以改进，实现CAE的线性充放电获得三角波。利用T1、T2和R6构成的恒流源对C4实现线性充电，利用T3、T4和R7构成的恒流源实现对C4的放电，电容C4上的三角波经TS射极跟随器

43、输出，该振荡器的振荡频率f=0.33/（R6+R7）C4。按图中值，我们得到了一个线性很好、频率约为100kHz、峰峰值为2.18V的三角波，将其输入到脉宽调制比较器的一个输入端。与方案三比较，两种方案都能产生线性良好的三角波，但因我们曾系统学习过555定时器的工作原理，选用此方案更易于理解。图17 利用555定时器的三角波产生电路4.1.2.2 前置放大器电路的设计前置放大器是在功率放大器之前而加入的一级放大电路，其目的是对输入功率放大器的各种信号源进行加工处理，或放大、或衰减、或进行阻抗变换，使其和功率放大器的输入灵敏度相匹配，对其要保证低噪声、高信噪比、高转换速率、输出电阻要小及频带要宽

44、等要求，可使整个功放的增益从120连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。方案一：采用TLC4502芯片前置放大器采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器，如图18所示。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻Ri10k的要求。同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V+=Vcc/2=2.5V，要求输入电阻Ri大于10k，故取R1=R2=51k，则Ri=51/2=25.5k，反馈电阻采用电位器R4，取R4=20k，反相端电阻R3取2.4k，则前置放大器的最大增益Av1R4/R3=1+20/2.49.3调整R4使其增益约为 8，则整个功放的电压增益从 0

45、32 可调。考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值Vom2.5V，取Vom=2.0V，则要求输入的音频最大幅度Vim(Vom/Av)=2/8=250mV。超过此幅度则输出会产生削波失真。所以此方案有一定的局限性，不选。图18 前置放大器电路方案二：采用NE5532芯片如图19所示的方案中，差分输入对管选用低噪声优质结型场效应管，运算放大器选用低噪声、高速器件NE5532,电阻、电容选用高精度、高稳定度及高质量元件， 经实际测试其技术指标为:输出噪声电压小于25V；频带宽度5050000Hz；谐波失真小于0.02%；转换速率大于10s/V。此方案可达到本设计技术要求，故选用此方案。 图19

46、前置放大器电路4.1.2.3 比较器电路的设计 脉宽调制比较器的作用是将前置放大器输出的波形与三角波发生器输出的波形进行比较，输出一个脉宽与前置放大器输入信号幅值成比例的可变脉宽方波。三角波频率远远高于输入信号频率，相当于对输入信号采样点大大增加，从而保证还原后的波形不失真。方案一：采用LM139芯片 采用如图20所示的脉宽调制比较器电路，其中核心器件为LM139，此种芯片为四比较器集成电路。这里所要注意的是必须使三角波和音频信号的电压中心线重合，即LM139的4、5管脚的静态电位相同，否则脉宽调制信号的占空比将不能在要求的范围内变化，通过滑变电阻R12来实现这一要求。图20 脉宽调制比较器电

47、路方案二：采用LM311芯片选用LM311精密、高速比较器，电路如图21所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10 k。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V，否则会使功放产生失真。与方案一相比而言，此方案更优，故比较器的设计选方案二。图21 比较器电路4.1.2.4 驱动电路的设计方案一：对于驱动控制电路的要求一是把PWM信号整形成前后沿更加陡斜的脉冲；二是能倒相形成PWM 和 PWM两路脉冲以满足H桥功率开关管的要求；三是为防止同一桥臂上两功率管直通，PWM和PWM两脉冲之间要有一定的死区时间

48、；四是应具有保护功能，当负载出现过流或短路时，应封锁两个脉冲信号输出，图22所示电路即可满足以上要求该电路采用5V电源供电，G1G9全部采用CMOS集成器件，当过流保护信号为高电平“1”时，驱动电路正常工作，Rt、Ct决定死区时间；当过流保护信号为低电平“0”时，驱动电路无脉冲输出。图22 驱动控制电路方案二：采用CD40106施密特触发器施密特触发器是脉冲变换中经常使用的电路，它在性能上主要有以下两个特点：输入信号从低电平上升的过程中，电路状态转换时对应的输入电平与输入信号从高电平下降过程中对应的输入转换电平不同，低到高和高到低的开关阀值分别称为Vm+和Vm-。在电路状态转换时，通过电路内部

49、的正反馈过程使输出电压波形变得很陡。图23 驱动电路利用这两个特点可以将边沿变化很缓慢的信号波形整形为边沿陡峭的矩形波。将 PWM 信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用 CD40106 施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。如图23所示：相对方案一来说，此方案性能更优，并且施密特触发器为教材中所学，所以选用此方案。4.1.2.5 H桥互补对称输出电路的设计 开关电路输出方式的选择方案一：推挽单端输出方式选用推挽单端输出方式的电路如图24所示。电路输出载波峰-

50、峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。所以该方案不可选。图24 推挽单端输出方式方案二：H桥型输出方式电路如图25所示。H桥式功率放大器的任务是把PWM信号中的调制信号解调出来,既开关式功放就是一逆变器电路.对逆变器的设计要选择开关频率高、导通电阻小、开启电压小的场效型管，采用H桥式逆变器电路的目的是使输出电压摆幅可以升高到接近于两倍的电源电压,增大功率放大器的最大不失真输出功率，故选用H桥型输出方式。为了减少输出电压的非线性失真,逆变器的输出端要接入LC低通滤波器。 开关管的选择为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低

51、损耗。 方案一：选用晶体三极管和IGBT管晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。 所以该方案不可行。方案二：选用VMOSFET管VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故H桥互补对称输出电路采用VMOSFET管，因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图14所示。互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶

52、Butterworth滤波器滤波后推动扬声器工作。4.1.2.6 低通滤波电路的设计方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减，不可行。方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减，相比方案一更优。本设计采用方案二，电路如图25所示。对滤波器的要求是上限频率200 kHz，在通频带内特性基本平坦。 采用了电子工作台(EWB)软件进行仿真，从而得到了一组较佳的参数：L1=22H，L247H，C1=l.68H，C2=1H。190.95 kHz处下降6.54 dB，

53、可保证200kHz的上限频率，且通带内曲线基本平坦，完全达到要求。 图25 H桥互补对称输出及低通滤波电路以上既是D类音频功率放大器的各组成部分实现电路，接下来设计整个系统的其它部分实现电路。4.2 信号变换电路的设计电路要求增益为 1，将双端变为单端输出，运放选用宽带运放 NE5532，电路如图12所示。由于对这部分电路的电源电压不加限制，可不必采用价格较贵的满幅运放。由于功放的带负载能力很强，故对变换电路的输入阻抗要求不高，选Rl=R2=R3=R4=20k。其增益为Av=R3/R1=20/20=1，其上限频率远超过200kHz的指标要求，如图26所示。图26 信号变换电路4.3 功率测量及

54、显示电路方案一：基于单片机系统的测量显示电路直接用A/D转换器采样音频输出的电压瞬时值，用单片机计算有效值和平均功率，原理框图如图27所示，但算法复杂，软件工作量大，不可选。A/D采样单 片 机处理系统LED显示音频输出信号图27 功率测量电路方案二：采用真有效值变换电路采用由真有效值转换电路和单片机系统组成的功率测量及显示电路如图28所示。由于功放输出信号不是单一频率，而是20kHz频带内的任意波形，故必须采用真有效值变换电路。此方案采用真有效值转换专用芯片，先得到音频信号电压的真有效值，再用A/D转换器采样该有效值，直接用单片机来计算平均功率，软件工作量小，精度高，并且速度快。A/D单片

55、机处理系统LED显示真有效值转换电路音频输出信号图28 功率测量电路4.3.1 真有效值转换器 选用高精度的AD637芯片(如图29所示)，其外围元件少、频带宽，精度高于0.5，使用效果良好。图29 真有效值转换电路4.3.2 单片机系统 本系统主要由 89C5l 单片机、可编程逻辑器件 EPM7128、A/D 转换器AD574 和键盘显示接口电路等组成，经AD637进行有效值变换后的模拟电压信号送A/D转换器AD574，由89C51控制AD574进行模/数转换，并对转换结果进行运算处理，最后送显示电路完成功率显示。其中EPM7128完成地址译码和各种控制信号的产生，62256用于存储数据的处

56、理。键盘显示电路用于调试过程中的参数校准输入，主要由显示接口芯片8279，44键盘及8位数码管显示部分构成。 4.3.3 软件设计 本系统用软件设计了特殊功能键，通过对键盘的简单操作，便可实现功率放大器输出功率的直接显示(以十进制数显示)，精确到小数点后 4 位，显示误差小于 4.5。 本系统软件采用结构化程序设计方法，功能模块各自独立。软件主体流程图如图30所示。 计算功率有键按下吗？功率显示启动A/D读转换值键处理系统初始化 N Y图30 软件主体流程图系统初始化：加电后完成系统硬件和系统变量的初始化。其中包括变量设置、标志位设定、置中断和定时器状态、设置控制口的状态、设置功能键等。等待功

57、能键输入：由键盘输入命令和校准参数。 控制测量：由单片机读取所设定的数值，进行数据的处理。 显示测量结果：AT89C51控制8279显示接口芯片，使用8位数码管显示测量的输出功率。4.4 音量显示电路的设计音量显示电路由专用集成块TA7666P实现，通过多个发光二极管来直观指示音量的大小，电路如图31所示。图31 音量显示电路5 系统测试及数据分析放大器的技术指标分为静态指标和动态指标两大类。放大器的输出特性、频率响应、谐波失真、信噪比等指标都是以稳态信号来测量的，这些指标统称为放大器的静态性能指标、主要用来说明放大器的基本性能。动态指标使用非稳态的复杂信号来测试放大器而得出的指标，主要有瞬态

58、响应、瞬态互调失真、相位互调失真等，用以说明放大器的瞬态性能。5.1 测试使用的仪器 E51/L仿真机 VC201 型数字式万用表WD990电源 日立V-1065A100MHz示波器SGl643型信号发生器 JH811晶体管毫伏表 PC机（P1000，128M内存） 5.2 测试数据 由于实验条件有限，主要测试了输出电压的波形，和电流的大小以及额定功率、效率、带宽等数据。 最大不失真输出功率测试数据如下表所示：f20Hz100 Hz300 Hz1.6KHz3.4 KHz10KHz20KHz25KHz50KHz100 KHz200 KHzVop-p/V8.218.218.228.168.108.

59、057.025.824.013.222.13Pmax/W1.051.051.061.041.031.010.770.530.450.360.22 通频带测试数据如下表所示 Vom fVim V20Hz100 Hz300 Hz1.6KHz3.4 KHz10KHz20KHz25KHz50KHz100 KHz200 KHz100 mV1.031.081.070.970.960.820.750.600.510.410.30200 mV2.122.142.111.901.881.651.491.181.010.830.61由表看出通频带BW0.7fH200kHz，满足发挥部分的指标要求。 效率测试数据如

60、下表所示：Po200mV500 mV1000 mVVop-p3.58V5.68V8.00VIcc68mA147mA278mA596872 测量输出功率200mW时的最低电源电压测量结果：Vcc=4.12 V。 电压放大倍数的测量增益变化范围为 031。 低频噪声电压的测量 噪声电压=8.1mV，满足10mV的指标要求。 功率测量显示电路性能测试 计算得到的理论功率，与测量结果进行比较，并对误差进行计算计算结果测量误差小于4.5。 5.3 测量结果分析 由测量结果可知，本次设计基本达到预定任务和要求。现对其做以下分析： 功放的效率和最大不失真输出功率与理论值还有一定差别，其原因有以下几个方面：