一步一步做个电流源教案资料

1、Good is good, but better carries it.精益求精，善益求善。一步一步做个电流源看到坛子里很多人都要做电流源，本有意推个开源电流源，看了xynn的感叹，深感掌握原理的重要性。此次做个特殊的开源，不出套件，一步一步由基本原理开始，做个人人能掌握的电流源。坛友基本都接触过单片机，但由各贴而论，模拟基础不足。而数控电流源是经典竞赛题，看过很多题解，都是数字花哨，模拟简陋，似乎单片机就能搞一切。其实里面很多内容和细节非常值得注意，几乎用到低频和直流的一切知识。因此此次基本不涉及单片机，只讨论模拟部分。本贴内容每日更新。目标：一个有基本功能的能用的20V/100mA电流源，

2、既可固定输出，又可用单片机步进控制。第一部分内容由/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=1680940&bbs_page_no=1&bbs_id=3044转过来，有部分修改：下图是易于实现数控的直流电流源。假设运放有理想输出能力，如果输出电流100mA，采样电阻Rsample的大小取值有何讲究？(原文件名:1.jpg)如果Rsample过大，将导致：1.采样功率过高，对Rsample温度稳定要求高，因而成本呈指数提高。解释：如果Rsample=1Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，对于精密应用而言，电阻耗散100mW通常是难以接受的采样功率。2.RL上的

3、电压动态范围减小，减小RL电阻上限。但对运放和Vin调理电路的要求相应降低。如果Rsample过小，将导致运放的种种误差显现：1.VOS的漂移与Vin可比，造成输出电流误差。解释：Rsample=0.1Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潜在直流误差30%；VOS/dTmax=30uV/C，10C温度变化引起潜在误差3%。2.电路增益过高，运放噪声放大，RL上电压基本不变，造成RL上的电压噪声增大，导致RL上电流噪声增大。3.对运放要求提高，因而成本呈线性提高。4.对处理Vin的调理电路要求提高，因而提高成本。但对Rsample的要求相应降低。如何选择采

4、样电阻*电流源需要采样电流进行反馈，虽然也有其他方法采样，但最稳定也是最准确的方法仍然是电阻采样。普及知识：用于采样的电阻功率至少大于采样功率20倍以上，才不致由于发热造成明显的漂移。继续上次，100mA_级的电流是很常用的电流值，但对于电阻采样而言通常也是比较尴尬的电流值。A_级的电流通常不要求太高准确度，使用分流器采样为主，只要功率足够即可。mA/10mA_级的电流相对简单，由于不产生显著的采样功率，因此通常的精密金属膜电阻都可满足要求。100mA_级的电流不大不小，用分流器没有这么大的阻值，用精密金属膜电阻没有这么大功率。解决方法：1.降低采样电压，使用小阻值2.降低采样功率，同功率下，

5、阻值尽量大看似矛盾，其实很简单，并联多个精密金属膜电阻。实例：100mA，采样电阻4只12Ohm0.1%1/4W25ppmmax金属膜电阻并联，等效电阻3Ohm，采样电压300mV，采样总功率30mW，每只电阻功率7.5mW。采用这种方法需要在PCB上多下功夫，一定牢记铜也有电阻，而且铜本身可做温度传感器。通常0.1%的精度不是必要的，但温度漂移一定要小。然而实际电阻产品的精度和漂移基本是对应的，买电阻时除了功率外一定着重询问。此外，电阻出厂前经过老化最好，无老化的电阻通常便宜一些，但通电后几天内性能多少会有些变化。本次成本：12Ohm0.1%1/4W25ppmmax金属膜电阻4只单价0.50

6、元，合计2.00元。注意你的负载之一（电阻）*如果RL是纯电阻，基本可以分为以下2种情况：1.RL=10Rsample。否则，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为40dB/DEC，电路将振荡。为保证足够的相位裕量，通常要求两者交点斜率差最大为20dB/DEC。(原文件名:2.JPG)然而，源是不能挑选负载的，除非超出源的能力，例如电压源有输出电流限制，而电流源有输出电压限制。对于第一种情况，通过运放的外部补偿即可消除，由于现代运放都具有0dB稳定性，因此不作为讨论重点。对于第二种情况，需要在反馈通路引入适当的频率补偿，由于通常补偿元件并联在RL两端，因此称为输出减振器。对于电阻性负载，输

7、出减振器即电容，通过在反馈回路中引入零点z，从而达到稳定，但将限制反馈系统带宽。(原文件名:3.JPG)补偿后，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为20dB/DEC。(原文件名:4.JPG)零点频率坛友自己计算，很简单。零点的选择根据运放的Aopen各转折频率点选择。为保证各种负载电阻下均达到稳定，通常零点选在较低频率，将牺牲部分频率响应。虽然第二种情况很少在实际中应用，例如1875做的电流源温度漂移严重，但作为频率补偿的范例可作为后续的准备知识。本次增加成本：50V耐压1uF以下CBB电容1只单价1.00元，合计1.00元合计成本：3.00元注意你的负载之二（电感）*和化学、物理方法产

8、生的电能不同，依赖反馈理论的电源都会有先天的恐惧症。与电压源害怕遇到电容性负载类似，电流源遇到电感性负载时也须谨慎处理。题外话：似乎所有稳压电源都会在输出有电容，与上面的话冲突。其实稳压电源也做过补偿，况且10uF量级的电容以足够大，普通的电压源能量无法带动10uF在特定频率上以很大的幅度振荡，但并非不振只是幅度很小，很像纹波。这就是为什么坛里坛外有些diy电源会产生莫名其妙的“纹波”和“噪声”的原因。电流源的负载除了电阻和二极管以外，更多的应用就是电感，变压器、螺线管、电磁铁、空心线圈、亥姆霍兹线圈.，其中很多电感性负载能达到H级。即使是小的电感，如果要求电流源响应速度很高，也有同样的问题。

9、坛里有同惠的朋友，大家可向他请教，同惠某系列的电流源专为电感偏流的，同时又有很宽的频率响应范围。RL是有直流电阻的电感，暂用(LL+RL)代替，(LL+RL)会使反馈系数F出现极点pL，对应的1/F出现零点，导致振荡。pL的频率点各位自己计算。(原文件名:5.JPG)解决的办法还是补偿，只要在反馈系数F上引入一个零点zL，使1/F对应出现一个极点，从而使交点处的1/F曲线斜率为0。(原文件名:6.JPG)还是在输出减振器上做了文章，但一般不推荐直接用电容，虽然电感内阻已经是一次阻尼，但仍会导致校正后的1/F曲线在LC谐振频率附近莫名其妙。通常的方法要给电容也加一点阻尼，串联一个小电阻R，110

10、0Ohm，视实际应用中的频响曲线和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的应用C=0.1uF，R=3Ohm/1W。(原文件名:7.JPG)很奇怪为什么用1W的电阻，R里通常不走电流，做过音响功放的应该有点体会，这里不再详述。本次增加成本：3Ohm/1W水泥/碳膜/金属膜电阻1只单价0.20元合计0.20元合计成本：3.20元负载的问题已经完成，好像还缺电容没有讨论，给个公式CV=It，考虑考虑看。电流源不太怕电容的。这两部分关于负载的问题，大家好像都不太感觉兴趣，与烙铁太远了。其实都是学校里很少见到的，工程上优先考虑的事项。模电老师自己没做过东西的，自然不会给讲这个，这就是为什么学校作品通常很

11、难变成产品的原因实际的运放*模型说了这么多，还没和实际的沾上边儿，这一部分将考虑实际器件。通常的运放最高能输出35mA（我见过的，勿疑），而且到达最大输出电流时，运放几乎进入饱和状态，已失去大多数可圈可点的性能。当然，功率运放可输出5A以上的电流，但功率运放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet，其余类推。由于功率运放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推荐单独使用。一般而言，依照运放自身的设计原则，运放输出电流应尽量控制在1mA以内，否则：1.加上自身偏置电流，运放可能发热，造成输出漂移。2.由于集电极/发射极串联电阻的作用，

12、大电流输出造成运放输出级状态不佳，主要是VCE过低，IC过大，造成电流增益下降，具体参见任意NPN/PNPdatasheet中的输出特性曲线。3.加重中间级负载，造成运放对高频大信号的响应能力下降。对于大于1mA的电流，应该扩流。(原文件名:8.JPG)扩流方法很多，最常见方法如下：1.使用现成的单位增益缓冲器：例如LT1010，最大输出150mA。2.参照运放内部电路：扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级，就是NPN和PNP构成的射随器组合，对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。实际是第一种方法的简化方法。3.使用具有电压增益的功率运放电路扩流：这是一种豪华的方法，具有相

13、当好的动态性能，很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法，当然功率运放是分立的。由于扩流电路具有电压增益，因此对运放的SR要求降低，整体电路的直流性能决定于运放，克服了功率运放的VOS问题。但这种电路调试比较麻烦，容易振荡，需要设计者经验丰富。显见，考虑性价比，如果只考虑将电流源作为稳定驱动，而不考虑动态性能（例如脉冲电流源），第2种方法是相当好的选择。一定有人推荐，最好使用甲乙类输出以避免交越失真，也可，但对直流源实无必要。(原文件名:9.JPG)上述电路都可工作于I、II、III、IV象限。针对一般的用途，事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少，通常只需I象限工作即可（Io0、V

14、o0），如果不考虑动态性能，可将推挽输出级PNP一侧去掉，简化为单臂输出。这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能，但对于直流稳定源无大碍。坛友可参考Agilent36xx系列用户手册，下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。36xx均为单臂电源。(原文件名:10.JPG)图中运放使用了双电源。运放可单电源也可双电源工作，推荐使用双电源，原因如下：1.Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是运放的基本公式，通常认为Aopen无穷大，但实际运放最高不过140dB(icl7650)，有的运放甚至只有几千(TL061)。变换公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定记住，其中所有的电压都是以双电源中

15、点为参考地。而(Vin+-Vin-)就是运放误差。单电源工作时，Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小，双电源工作时Vo=1/2(Vcc-Vee)=0时误差最低，相对而言，后者更好把握，此问题在后面有实际应用方法解决。2.即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨，因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题，使用双电源可避免这些问题，从而集中精力考虑重点。似乎还有问题*电路基本成型了，还有什么问题？一般而言，设计到这个地步，设计工作可到一段落。然而仔细分析，仍有不甚完美之处。普及知识：电流源和电压源都是互补对应的。首先看看电压源：1.对电容性负载敏感，对电感比较无所谓。2.有最大电流限制，短

16、路时输出电流受电压源的电源的电流能力限制。3.负载并联在输出端和地之间。对应于电流源：1.对电感性负载敏感，对电容比较无所谓2.有最大电压限制，开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。3第3点是个问题，已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间，而且参与反馈，因而造成如下问题。1.负载调节率试想负载的变化范围由0100Ohm，运放输出端电压需要在1到10V之间变化，根据前面运放误差分析，10V与1V对应的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果运放为TL061（Aopen=6000），输入误差在1V/600010V/6000之间变化，即0.16mV1.6mV，对应Vsample=300m

17、V的情况，电流误差为0.05%0.5%，因此0100Ohm范围内的负载调整率为0.45%，很可观。通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。当然换好一点的运放，例如OP07（增益1000000）,会好的多，负载调整率为0.003%。基本可以忽略。然而，如果可以用好一些，就尽量用好一些。即使是便宜的OP07，也尽量发挥出它应有的指标。为何要一味追求负载调整率，其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻，负载调整率越小，并联内阻越高，其分流越小，电流源性能越好。对应于电压源，负载调整率对应的是电压源的串联内阻，负载调整率越小，串联内阻越小，其分压越小，电压源性能越好。科学的对称美。2.输出电压无法

18、达到20V老实话，为什么命题选择20V，就是要在这里说明问题。大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V，当然也有OP07（极限+/-22V）家族可以到达+/-20V。即使使用OP07，在+/-20V下工作，输出最高电压不过+/-18V，因此NPN的E，即电流源输出端的最高电压为17.4V，算上Vsample=300mV，电流源能达到的输出电压为17.1V。况且中功率NPN的电流增益不过几十，因此一定会使用达林顿组态，减小运放负载，又会去掉0.6V，最高输出电压压缩到16.5V。当然，会有建议采用非对称双电源，例如+30V-5V，可使输出电压达到20V以上。如果不得已，这样的配置是可用

19、的。然而基于以下的原因：（1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降，造成运放Aopen下降和输入偏流增大。（2）Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。单电源是非对称双电源的极端，因此与双电源相比性能会打很大折扣。这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用，现代单电源运放作过很大改进，例如轨到轨，但价格也高得多，在不损失其他性能的前提下，价格通常是普通运放的几倍。对于上述问题，这个电流源的架构无法确切的完全的解决，必须改变架构。利用三极管的镜像原理（

20、IB约等于0，IC=IE），可将负载请出反馈回路，移到电源和C之间，也就达到了与电压源的对应：“负载串联在输出端和电源之间”。(原文件名:A1.JPG)此时，运放输出端电压基本控制在0.60.9V之间，即使TL061也可达到0.016%，OP07更可达到0.0001%。如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开，连接负载的电源VP为24V，电流源的输出电压便可达到20V以上。可是，三极管的电流增益毕竟是有限的，即使是达林顿组态也不过1000，超beta管（通常用在双极运放输入端）最大也不过10000，IB总会出现，而且IB通过Rsample流入地，造成Vsample里出现误差。误差即1/电流

21、增益。NS有个电路避免了这个问题，使用JFET与NPN构成一个无需电流驱动的达林顿组态。(原文件名:A3.JPG)然而小功率JFET或NMOS并不便宜，而功率NMOSFET并不贵，还可减少一种库存，因此使用NMOSFET代替NPN即可。(原文件名:A2.JPG)MOSFET不需要稳定的电流驱动，因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略，ID=IS，一个近乎完美的镜像。10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，选用100W的IRF530也是明智的，而且为扩充输出功率提供了潜力。本次增加成本：IRF5301只单价3.00元，合计3.00元合计成本：6.20元选择合适的运放*选择运放依据需求，每

22、一种运放都有适合的用途，而非通用。电流源的需求：1.Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒温正常工作状态下，误差源Vin+-Vin-应小于Vsample的0.01%=30uV。2.温度变化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密仪器都会要求使用环境温度范围=25+/-10c=15-35C，因此在+/-10C范围内VOS变化应小于Vsample的0.01%=30uV。3.稳定电流输出，不考虑脉冲性能，即可适当放宽阶跃响应要求。4.低噪声。5.价格越低越好。这是工程上考虑问题的思路，范围由宽至窄逐级选择：1.之前的负载调整率的计算表明，Aopen越大，Vin+

23、-Vin-越小，很高的Aopen是精密运放的典型特征，通常Aopen120dB=1000000，可用的运放为：OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。常见的运放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不属于精密运放，暂不使用。2.精密运放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以OP07为例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C变化+/-16uV，满足需求。一定会问：为什么不用VOS/dT典型值计算（即使LM324也很小），而用最大值？工程设计原则而言是冗余量，做工程必须留足冗余量，不留冗余

24、量的通常是学校作品和新手作品，做工程不能赌博，要尽量考虑到最坏情况，冗余量恰好就是最大值。理论上的解释，VOS/dT的测量电路与实际应用电路不同，因此典型值只能作为参考，而非标准。选择运放时一定要看指标的最宽泛范围。实际上最大值也只能作为参考，但由于没有其他电路形式的数据支持（事实上不可操作），只能用最大值做计算依据。OP07家族都没有什么问题，高Aopen和低VOS、VOS/dT总是一起出现，就像电阻的高准确度和低温漂总是一起出现。OP07家族的单运放还有一个额外的好处，可以调零。3.不考虑阶跃响应上升沿质量时，无需运放在高频率的增益很大，对于稳定源，运放GBW大致1MHz上下即可。运放后面

25、的IRF530也非高频率器件，因此选择GBW很大的运放很浪费，而且将来的频率补偿会相当麻烦。当然，如果要求电流源工作在脉冲状态（很多半导体测量系统为避免发热而必须采用的方式），可相应更换运放和MOSFET。OP07家族里的OP27/37都是宽带的，暂不考虑。（指标过高，很好很好的运放，OP37简直是旷世杰作）OP07/177/OPA277都是1MHz左右的运放。4.OP07家族噪声足够低。5.这个问题总是很棘手，但OP07很合适，物美价廉嘛。177也很好，不太贵，OPA277比较贵，但VOS/dT很低，留作备选。还有一种精密运放例如icl7650，斩波稳零，原文是chopperamp。有一些噪

26、声，但不大，更好的chopperamp会通过采样把低频噪声量化为高频，很容易滤除。Aopen很高140dB，电源范围略小，+/-8V，既然电流源架构并不要求运放输出动态，也可。最主要的VOS/dT理论上为0，实际上是长期漂移，由开关长期的性能不一致性造成。但这种运放一旦饱和，很难快速恢复，这是个重大缺点。而且很贵。暂选OP07CP，运放总是有过多的选择，眼花缭乱。所以多数设计者总会用最熟悉的型号，而不求新。由于电流源里只有1个运放，因此零漂都由运放而来，正好是OP07调零电路最合适应用的场合。调零电路参见OP07datasheet，需要做适当改进，将20k电位器拆分为9.1k+2k电位器+9.

27、1k，提高调整精度。(原文件名:A4.JPG)本次增加成本OP07CP1只单价1.20元，合计1.20元9.1kOhm电阻2只单价0.01元，合计0.02元2kBouns10圈精密微调3296电位器1只单价2.00元，合计2.00元合计3.22元合计成本：9.42元振个不停*相信还没有人动手，最好已经搭好了39楼的电路。然而却发现根本不能用，不是上来就振，就是电流一大就开始振。一头雾水，反馈看似是负反馈，而且用NPN就基本不会振，很奇怪，也很气愤，因为没有办法，也没有思路。这是负反馈的固有问题，凡负反馈都有机会振荡，只要相位出问题。然而，还有一句话，凡负反馈的振荡问题都可解决。先吃一颗定心丸。

28、解决振荡问题就是剪裁频率响应曲线的过程。因此必须首先得到开环增益Aopen和反馈系数F的频率响应。反馈系数F就是1，在波特图上是0dB线。开环增益Aopen麻烦一点，根据39楼电路，首先画出小信号等效电路。开环分为三部分：1.运放2.MOSFET输入3.MOSFET输出(原文件名:A5.JPG)这个电路的传递函数由于Cgs不接地并且与压控电流源gmVgs耦合而不太好算，在学校带毕设的时候曾经让一个学生推过一次，就是不知道二极管符号几个三角的学生。他很严谨而且敬业，不仅推出来还检查了三遍，交给学校培养真是浪费了。传递函数算出来是一个一寸高两寸宽的拉普拉斯变换，实在没有时间再推一遍，不过如果忽略某

29、些不太重要的量，由于Rsample很小，而与Cgs接地时差不太多。(原文件名:A6.JPG)运放之后的Ro是运放的输出电阻，即运放输出级的限流电阻，大致在200Ohm左右。可以由以下方法大致推出：非规到轨运放临界饱和输出电压为Vcc-4V，最大输出电流20mA左右，限流电阻约200Ohm左右。Cgs比较复杂，按datasheet上的说明，Ciss=760pFVgs=0/VDS=25V，但VDS减小和Vgs增大会使Ciss增大到约1000pF。(原文件名:A7.JPG)同时图中省略了跨导电容Crss，Crss可通过密勒定理等效在输入和输出端的小电容，很小而忽略。gm是个问题，虽然可以查到直流gm

30、，大致为7Id=8A/VDS=50V，但实际用在Id=100mA/VDS1，极点po在0dB线之上，反之则在0dB线之下。一旦po高于0dB线，而1/F=1(0dB)且运放自身Aopen在此频率附近有-20dB/DEC的斜率，则po之后斜率将达到-40dB/DEC，可能产生振荡。因此推论振荡的产生应与Ro、Cgs、gm和Rsample均相关。分析Aopen之三：为何振荡*将运放、MOSFET和Rsample构成的传递函数级联，得到下图的完整开环增益Aopen：(原文件名:B5.JPG)Aopen具有3个主极点，分别为：1.运放低频主极点pL2.MOSFET输入电容造成的极点po3.运放高频主极

31、点pHgmRsample1时，po在0dB线之上，系统振荡。gmRsample=1时，po=0dB，系统处于临界状态。【47楼】yan_jian电流大点就振荡。此问题的原因说来简单：gm与电流Id息息相关，gm随Id的增大而增大，因此gmRsample可能由1，使极点po位于0dB线之上，1/F=0dB线与Aopen的交点处斜率差为40dB/DEC，因此系统振荡。当然，可通过降低Rsample避免振荡，然而这不是治本的方法，而且会引起成本、噪声等一系列问题。处理振荡时的一个基本原则，尽量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改变1/F可能造成系统瞬态性能的变化。频率补偿是双刃剑，可能造成系统性能

32、下降，过分的单一补偿会造成大量问题。因此应尽量使用多种补偿方法，而且每种补偿适可而止。本次将采用三种补偿方法，分别解决三种问题：1.加速补偿2.噪声增益补偿3.高频积分补偿每种补偿除了主要作用外，还会有其他作用，下面几节将逐一详细分析。加速补偿校正Aopen*校正Aopen是补偿的最佳方法，简单的Aopen补偿会起到1/F补偿难以达到的效果，但并非解决一切问题。如果振荡由于po位于0dB线之上造成，可想到的第一办法是去掉po。去掉极点作用的基本方法是引入零点。引入零点的最佳位置为Ro，Ro上并联电容Cs可为MOSFET输入端引入一个零点zo。但Ro是运放内部电阻，无法操作，因此在Ro后添加一只

33、电阻Rs，并将Cs与Rs并联。(原文件名:B6.JPG)如果RsRo，则可基本忽略Ro的作用。增加Rs和Cs后，会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为：po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。如果CsCgs，则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段，频率由Cs、Cgs和Rs决定，而非Cgs和Ro决定，新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合，两者频率差由Cgs与Cs的比例决定，因而很小。通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。(原文件名:B7.JPG)Rs和Cs将原有极点po移至低频段并通过zo去除。像极了chopper运放

34、里通过采样将1/f噪声量化到高频段后滤除。很多不沾边的方法思路都是相通的。由瞬态方法分析，Cs两端电压不可突变，因此运放输出电压的变化会迅速反应到栅极，即Cs使为Cgs充电的电流相位超前pi/2。因此Cs起到加速电容作用，其补偿称为加速补偿或超前补偿。很多类似电路里在Rs/Cs之后会串联一只小电阻，约100Ohm，再稍适调整零点和极点位置，此处不必再加，那个忽略的Ro很合适。看个范例，Agilent36xx系列的MOSFET输入级处理，由于PNP内阻很小，至少比运放低得多，因此后面有一只R42=100Ohm。(原文件名:B8.JPG)在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多坛友会很难理解其作

35、用，然而这也正是体现模拟电路设计水平之处。有人感叹36xx系列电路的复杂，然而内行看门道，其实真正吃功夫的地方恰在几只便宜的0805电阻和电容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之类的昂贵元件。后面两节里还会出现几只类似的元件，合计成本0.20元之内。本次增加成本：3.9kOhm电阻1只单价0.01元，合计0.01元0.1uF/50V电容1只单价0.03元，合计0.03元合计0.04元合计成本：9.46元潜在的振荡：运放的高频主极点pH*通过加速补偿，由Cgs造成的极点作用基本消除。然而，0dB线附近还有一个极点运放的高频主极点pH。事实上，就纯粹的运放而言，pH只在0dB线之下不

36、远的位置。与po类似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB线，从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC，引起振荡。pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡，然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数，实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避免pH的作用。如前所述，零点可以矫正极点的作用，但有一个条件，除非将零点/极点频率降得很低或升得很高，使其位于远离1/F的位置。pH距离0dB线过于近，而且是运放的固有极点，想通过前面类似的方法转移极点位置很不容易。如果1/F的位置改变，远离pH，就

37、能轻易解决pH的烦恼。然而1/F决定了电路的输出电流，不能随意更改。但如果1/F的DC值不变而高频有所提升，应该可以这就是噪声增益补偿。噪声增益补偿方法来自反向放大器，使用RC串联网络连接在Vin+和Vin-之间。这种方法不建议用在同向放大器，但也不是绝对不可以，只需将RC串联网络的Vin+端接地，并在Rsample上的电压反馈到Vin-之前串联电阻RF即可。(原文件名:B9.JPG)这个电路在功放里很常见，目的是降低DC误差，但不影响高频响应。此处的作用在于为反馈系数F提供一对极点/零点，从而使F的高频响应降低，即1/F的高频响应增强，实质上使F成为一个低通滤波器，对应1/F为高通滤波器。(

38、原文件名:B10.JPG)F中的极点和零点在1/F中相对应为零点zc和极点pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，两者之间的增益差为1+RF/Rc，从而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F远离pH。显然，1+RF/Rc越大，zc和pc频率越低，1/F越远离pH，系统越稳定，但也会出现致命的问题瞬态性能下降。如果电流源输入端施加阶跃激励，电流源系统输出端会产生明显的过冲振荡，而后在几个振荡周期后进入稳态。原因在于阶跃激励使运放迅速动作，MOSFET栅极电压迅速增大，输出电流Io增大，但体现在Rsample上的采样电压IoRsample受到噪声增益补偿网络F

39、的低通作用，向运放隐瞒了IoRsample迅速上升的事实，即反馈到Vin-的电压无法体现运放的输出动作，从而造成超调振荡。虽然超调振荡不是致命的，由于足够的阻尼作用，它总会进入稳态，但超调造成的输出电流冲击却很容易摧毁脆弱的负载，因此仍然不能容忍。适可而止，如果1+RF/Rc=2，就给gm的增大提供2倍空间，考虑稍适过补偿原则，1+RF/Rc取3是合理的，对应产生3倍gm变化的电流增量至少需要10倍，足矣。即使如此，阶跃响应仍有一些很小的过冲，将在后面解决。直流性能是不受影响的。实际RF=1kOhm，Rc=470Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。（补

40、充：上一节中的Rs=3.9kOhm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于无法编辑，补充于此）本次增加成本：1kOhm电阻1只单价0.01元，合计0.01元470Ohm电阻1只单价0.01元，合计0.01元0.1uF/50V电容1只单价0.03元，合计0.03元合计0.05元合计成本：9.51元第二个输入端*电路系统通常都是多输入系统。将之前的补偿元件添加进基础电路，并标注完整的电源。(原文件名:C1.JPG)看似只有一个输入端Vin，但有前提条件理想电源。此电路共有5个输入端，Vin、Vcc、Vee、Vp和GND。1.Vin为设定输入端，自然希望所有系统输出都只与其相关。

41、2.Vcc和Vee为运放电源。通常运放只需要5mA以内的偏流，因此只需滤波电容大于100uF既可限制纹波在可容忍的范围内，况且Vcc和Vee一般会有78xx稳压，78xx的纹波抑制能力不低于100倍即40dB，运放本身的电源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅变化对系统的影响基本可以忽略，即Vcc和Vee可视为理想电源。3.GND也是输入端？不错，除非铜的电阻率为0，否则地阻抗会起作用。如果PCB严格一点接地，由于地阻抗造成的问题基本不用考虑。否则，PCB设计不合格。还剩下一个Vp，虽然Vp也可由78xx得到，稳压前还可用大电容滤波，但MOSFET是没有电源抑制能力的，因此Vp的波动会

42、通过影响输出电流（一定频率下，系统调整能力是有限的）直接作用在Rsample上，并反应在运放输入端Vin-。100mA的电源的纹波问题是容易处理的，如果电流达到A_级别以上，很少有便宜的稳压IC可以处理，虽然LT108x能达到5A，但是在Vdrop不大的情况下，如果Vdrop=3V，一般的小散热器就会力不从心，5A只是瞬间电流储备能力，不推荐连续使用。因此A_级别以上的电源大多直接整流滤波得到，纹波不可小视。虽然理论上2000uF/A的滤波电容已足够抑制纹波，但那是在变压器内阻极低的前提下。更大电流的电源很多由可控硅调压得到，那个纹波就更厉害，即使滤波电容很大，纹波仍可由示波器清晰看到。如果V

43、p由开关电源提供，开关电源工作频率附近的噪声将作为输入信号进入电路。如果纹波频率很低，例如100Hz，系统在此频率完全可以应对，但Vp引入的信号（纹波和噪声）通常不是正弦波，而是非对称三角波，上升沿和下降沿分别为电容充电和放电曲线的一部分，富含谐波，而且谐波频率很高，但幅度逐次衰减。开关电源更是如此，由于其工作频率很高，纹波基波幅度已经很大，因此可能造成更显著的问题。纹波或其某个谐波通过Vp进入电路后，如果系统在此频率上调整能力有限，将造成输出电流波动（系统无法以足够的速率相应反向调整），并反应在Rsample上，进入Vin-。运放随即调整输出端，但能力有限，输出端尚未调整好，纹波的幅度和相位

44、就可能发生变化，再次通过Rsample反馈到Vin-就可能出现相位裕量不足的情况，从而诱发振荡。由电路理论出发，如果系统在某个频率上控制能力（带宽）不足，则无法抑制此频率上的电源波动影响。因此要么提高系统带宽，要么改善电源质量。然而，对于恒流电子负载而言，原则上要面对各种电压源Vp，而且大多数是作为中间产品的实验源，性能参差，纹波水平各异。改善电源质量基本是句空话。提高系统带宽对于稳恒用途又实在意义不大，而且造成成本陡增。还有一种消极但便宜而且适应性强的处理办法，使运放无法看到高频率的纹波，即积分补偿。在运放Vin-和输出端之间添加Rm、Cm串联网络，使Rsample上的电压进入Vin-之前由

45、RF、Rm和Cm进行积分滤波，使输出电流中高次谐波成分无法（或大部分无法）进入运放。对于电子负载，积分补偿更为重要。(原文件名:C2.JPG)由于RF、Rm和Cm构成积分器，因而称为积分补偿。积分补偿的0dB频率fi0dB由RF和Cm决定fi0dB=1/2piRFCm。大于0dB频率的纹波成分受到衰减，直至达到Rm和Cm确定的回转（零点）频率fiz=1/2piRmCm。回转的作用在于不过分降低系统对高频的反应能力。0dB频率至少应低于诱发振荡的纹波频率10倍，已达有效衰减。(原文件名:C3.JPG)很多电路不使用Rm，即没有回转频率。那一定有Cm很小（100pF左右）的前提，否则如果Cm很大，

46、积分频响曲线在高频段衰减过于严重，将造成系统高频控制力下降。对于Vp性能不太好的情况，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。显然，积分器0dB频率越低，系统越稳定，但也会由于Rm、Cm和Rc、Cc构成的局部反馈使系统瞬态性能降低，因此适可而止。积分补偿没有固定的经验值，如果Vp质量较好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp质量很差（例如电子负载通常见到的情况），Cm可增大至1uF。此外Cm的选择还与运放GBW有关，GBW越高（当然要有频率足够高的MOSFET配合），系统对于高频的控制能力越强，Cm可越小。Rm决定回转频率，通常回转频率高于0dB频率10倍以上，因此Rm大致为1/10RF=10

47、0Ohm。【47楼】yan_jian我做的电子负载，电源差点就振荡只需增大Cm至1uF，Rm=100Ohm，RF=1kOhm即可。之前在可控硅调压电压源上试过，可有效抑制振荡。估计可控硅调压电压源是纹波性能相当差的电源，尤其在低压大电流时，纹波能电到人。一定要明确：虽然积分补偿使系统免受Vp纹波的影响，但实际上只是采取视而不见的做法，流过负载、MOSFET和Rsample的电流仍然受Vp纹波的影响。【55楼】STM32_Study电流源对于开关电源纹波是不是有较好的抑制作用？答案是不一定的。如果电流源带宽高于开关电源工作频率5倍以上，可以。否则，不能。用开关电源做Vpp时，如果电流源带宽不足，

48、输出电流上仍有开关电源工作频率附近的纹波波形。因此，如果可能，一定首先改善Vp质量。好在本次只做100mA的电流源，一个7824或LM317就搞定了。在此情况下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz频率以上由Vp造成的电流纹波/噪声可由输出减振器网络消除。本次增加成本：100Ohm电阻1只单价0.01元，合计0.01元1000pF/50V电容1只单价0.03元，合计0.03元合计0.04元合计成本：9.55元题外话：Rm、Cm、Rc和Cc构成的局部反馈问题至今悬而未决，用拉普拉斯变换，无论如何计算，运放开环直流增益都会下降至(Cs+Cm)/Cm，但

49、实际上直流时电容是开路，运放开环直流增益不受影响。(原文件名:C4.JPG)也许是拉普拉斯变换对直流力不从心，细细想来，倒是一个简单的问题，1/0不是无穷大，而是没有意义。考虑以下的电路，Vin为直流电压，Vout是多少呢？如果用容抗计算Vout=1/2Vin，但实际上Vout=任意值。因为直流下电容没有容抗概念。超beta管的目的在于降低Iin。从而避免由于外界原因造成的精度下降。如果输入端之前是硬输出（例如运放输出端），Iin增大的影响似乎很小，如果是软输出（例如电阻网络），Iin增大会造成电阻网络分压，引起精度下降。这有时是个麻烦事，10nA的Iin在100kOhm电阻上会产生1mV误差

50、，如果对称双电源能解决就尽量先不去考虑。VCE=VCB+VBE，放大区内VBE基本不变，VCE的变化就是VCB的变化。VCE=0.7V，VCB=0，晶体管处于临界饱和，beta很小，通常要求VCE至少3V，VCB2V，才能进入稳定的放大区。对于普通平面管，基区宽度和掺杂浓度适中，因此基区宽度受VCB的调制效应不明显，beta随VCE变化很小，early电压很高，输出特性曲线在放大区基本平行于电压轴，只有很细微的上扬，直到击穿区才会明显上扬。超beta管的基区很窄，而且掺杂浓度很低才能提高beta，因此基区宽度受VCB的调制效应非常明显，即BC结的空间电荷区随VCB增大向基区内部显著扩展，造成有

51、效基区宽度下降，使beta增大，early电压相对比较低，输出特性曲线在放大区有明显上扬。early电压低使超beta管只在集成电路里出现，而基本没有单只销售和使用的记录。避免VCE减小造成的Iin增大，对于NPN对管，输入电压应尽量远离Vcc，对于pnp对管，输入电压应尽量远离Vee。实际5V的余量对于OP07的输入级影响可以忽略不计。但对于运放的一般使用原则，推荐输入端尽量靠近两轨中点。双电源反向放大器性能通常比同向放大器好一些，就因为Vin+=Vin-=0V=1/2(Vcc+Vee)。如果多看国外的设计图，会发现除了输入阻抗有要求外，很少用同向放大器。本次设计中Vin的范围00.3V很小

52、，用同向放大还可以，而且好分析。我的实际产品中高端产品确实是反向放大应用。运放输入级决定了运放的大多数性能，因此双极运放一般不推荐低压工作（+/-8V已是性能极限）。双极运放低压工作时Aopen，Iin，GBW等关键指标都会大打折扣。（即使358、324都宣称可以低压工作，实际上不过是想宣传当时还很罕见的输入规到轨能力并与TTL电源靠近，似乎还不是完全的规到轨）低压运放一般是纯MOSFET结构，过去MOS工艺不太好时，失调和温漂都是大问题，因此没有精密运放。后来用了chopper，精度提高，但噪声增大，现代的低压mos精密运放除了通过采样定理改进chopper外，内部还有数字滤波器，精度和噪声

53、都没有问题。但无论哪种MOS的精密运放都很贵，并且除了VOS、温漂和输入电流外，各项性能都很难超越相同价格的双极运放。运放内部讨论起来很麻烦，各种运放设计各异，除了741外很少真正按照模电书的基本原理图设计。但依照运放的一般使用规则还是可以避免大部分问题，需要特殊注意的地方要严格依据datasheet。*前面说过，这个看似简单的电流源几乎涵盖了低频和直流的一切知识。因此：相关的问题都不跑题，大家尽量交流，把能想出来的细节问题都尽量讨论，这个帖子才更有意义。很难想象，这个题目最高只能得2等奖。*避免轻微的超调过冲和常规电压接口*由于噪声增益补偿的问题，电流源在阶跃激励下会有轻微的超调过冲，稍严重

54、一点儿在示波器上能看到逐渐衰减的超调振荡。虽然不严重，但追求完美即完善细节，尽量做得比对手好一点。如果电流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在这个问题了。蒙蔽它。只需一个低通滤波器。恰好正需要一个常规电压接口，00.3V估计不是标准的电压，标准电压一般都是2.5V/5V（DAC、基准）或7V（更好的基准）。电阻分压降压即可，以2.5V为例。(2.5/0.3)-1=7.33，如果对地电阻R4为3.3kOhm，水平电阻为24.2kOhm，其中设置微调R2=5kOhm+R3=500Ohm电位器，固定电阻R1取值22kOhm。对地电阻并电容C1，获得低通滤波器，转折频率f=1/2piC1(R4/(R1+R

55、2+R3)0.054uF，实际取0.1uF。R1和R4影响电流源的温度性能，因此必须使用低温漂电阻。(原文件名:C6.JPG)此时Iin的影响就应降至最低。本次增加成本：22kOhm0.1%1/4W25ppmmax金属膜电阻1只单价0.50元，合计0.50元。3.3kOhm0.1%1/4W25ppmmax金属膜电阻1只单价0.50元，合计0.50元。5kBouns10圈精密微调3296电位器1只单价2.00元，合计2.00元500OhmBouns10圈精密微调3296电位器1只单价2.00元，合计2.00元0.1uF/50V电容1只单价0.03元，合计0.03元合计5.03元合计成本14.58元思路大致如此：1.选用功率MOSFET的原因基于两点考虑。首先功率MOSFET并非很慢，而稳恒源不要求很快。其次是成本和功率容量，使用功率MOSFET首要的是安全工作区，电源使用中要应对用户各种各样的操作，很多是违反规程的，但用户只能教育不能要求，因此安全工作区会选得余量很大。事实上，就价格、性能和此电流源可能产生的最大功率而言，几乎没有比520/530更合适的MOSFET可选。