5一种组合式准单级无桥pfc变换器研究

1、第十一届中国高校电力电子与电力传动学术年会，(航空航天大学 多电飞机电气系统工信部，江苏省市 211106)摘要：研究了一种基于无桥升压变换器的组合式准单级功率因数校正变换器。该变换器通过在原无桥升压变换器后级增加降压单元实现输入、输出电压宽范围；多电平结构有助于降低器件应力；单级工作模式和两级工作模式相互切换，并在两级模式下只有部分功率需要经过后级降压单元，一定程度上有助于减少功率传输路径，降低导通损耗，提高变换器的整体工作效率。文中详细分析了变换器的工作原理、控制策略和特性，通过了所研究的拓扑及其控制方式的正确性和有效性。：整流；无桥；功率因数校正；准单级Research on a Com

2、bined Quasi-Two-Stage Bridgeless PFC ConverterZHANG Yanfeng, JIA Yihang, WU Hongfei(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, Jiangsu Province, China)Abstract: A bridgeless dual-booster factor correction (PFC) circuit base on a dual-boost unit is researchedhis pr. A wide wo

3、rking range isachieved by increasing a down-stream DC-DC converter. The voltage stress of theer deviis reduced significantly because of multi-level. Theresearched converter works betn single-stage and two-stage. And the converter has the merits of reduced converstages, whieanst onlypartialer needs t

4、o be prosed by the DC-DC converter, which can cut down the converlosses and improve the total efficiency. The operationprinciples, characteristics of the proed converter areyzed in detail. Simulation results are given to verify the effectiveness and advantages of theAC-DC converter.Keywords: ac-dc c

5、onverter; bridgeless converter;er factor correction; quasi-two-stageCorrection, PFC）技术应运而生1-4。虽然传统的Boost PFC 电路具有高功率因数、较高的效率、低成本以及控制简单等优点，但是传统的 Boost PFC 电路仍然存在两个问题，一是由于整流桥的存在，引言随着电力电子装置的日益普及，电网中的谐波电流成分越来越大，对电网电能质量和电网中其他用电设备带来了严重的危害。为此，各国及相关国际机构制使得整机效率无法进一步得到提高，尤其是在低压大电定了一系列强制性的标准以规范电力电子变换器的输入流的应用场合

6、，过高的导通损耗和开关损耗使得整机的电流谐波及功率因数，由此，功率因数校正（er Factor功率密度无法得到改善；二是由于升压电路/Boost 电路的特性，使得输出电压必须高于输入电压峰值才能保证基金项目：本文研究工作得到国家自然科学基金（51677085）、功率因数校正和输入电流的控制。因此在实际工业应用台达环境与教育电力电子科教发展计划（DREG2016007）、江苏省“六大”项目（2016-XNYQC-008）和江苏省青蓝过程中，往往采用前级Boost PFC 电路后级搭配一个DC-DC 变换器的方案，该方案具有功率因数高，交直流工程资助。测控制解耦等优点5-7，并且解决了上述存在的输

7、出电压输出至负载。二极管 D1，D2 流过的电流为以工频为周期的电流，因而在拓扑实现过程中可采用工频二极管。高必须高于输入电压峰值才能保证功率因数校正和输入电流的控制，但是该方案仍然存在诸多之处：1）压输出端口后级 Lbuck-S4-D7个Buck 变换器。Dual Boost Converter一个降压单元，实际为一中间直流母线侧电压等级较高，前级 PFC 和后级 DC-DCBuck Converter变换器功率器件均需承受较高的电压应力和开关损耗；iHD3D42）该方案仍然避免不了整流桥，并且两级式结构使得整Mid-po D5iLb1S4机的设计难度提高、成本上升外，整机的工作效率也受va

8、cLb1S3iCHLVHLbuckiLb2D6到一定程度的影响。为了避免传统 Boost PFC 存在的整流Lb2CL VLD7桥损耗，输入输出范围受限等问题，人们提出了一些无D1D2S1S2需整流桥的新拓扑8。针对前级Boost PFC 加后级 DC-DC 方案存在的高设图 1 变换器拓扑Fig.1 Topology of the converter计难度、高成本、低工作效率等问题，本文所研究的组1.2 变换器工作模式分析合式准单级无桥PFC 变换器是在文献5中带双升压单本文所研究的变换器不再受制于输出电压必须始终元的无桥PFC 基础上加以改进得到的。该变换器有三个高于输入电压峰值，因而实现

9、了输入、输出电压的宽范端口，分别为交流输入端口、低压直流输出端口、高压围。在此背景下，该变换器存在两种工作模式：一是输直流输出端口，其中低压直流输出端口后直接接负载，出电压高于输入电压峰值，此时变换器工作于单级模式，实现一定条件下功率的单级传输；高压直流输出端口后如图 2(a)所示；二是输出电压低于输入电压峰值时，对应于低于输出电压的输入电压部分的功率直接传递到负载接降压单元，实现部分功率的两级传输。准单级结构决定了只有部分功率需要经过后级降压单元，在一定程度侧，变换器工作于单级模式；对应于高于输出电压的输上有助于减少功率传输路径，减小后级电流应力，降低入电压部分的功率经后级 DC-DC 处理

10、后再传递到负载，导通损耗，提高变换器整体的工作效率，同时也实现了多电平结构及宽输入、输出范围8-15。变换器工作于两级模式。该情况下，变换器在单级工作模式和两级工作模式之间切换，故称变换器工作于准单1 拓扑与分析级模式，如图 2(b)所示。鉴于变换器正、负半周的工作过程完全对称，故以 vac 正半周期为例进行分析。下面给出单级工作模式和两级工作模式的原理分析。1.1 变换器拓扑本文所研究的变换器拓扑如图 1 所示，其中变换器的 Lb1-S2-D4/D5一个升压电路，工作于输入电压 vacvaciac正半周期。而 Lb2-S1-D3/D6另一个升压电路，工作于t0T /2 T输入电压 vac 负

11、半周期，为了保证两个升压电路工作完全Vo对称，电感 L 和 L 在实际绕制过程中应尽可能保持各b1b2vac项参数一致。开关管 S3 导通时功率直接从低压端口流出至负载，当 S3 关断时，功率需经过后级 DC/DC 变换器再Boostt0T /2 T(a) 单级工作模式第十一届中国高校电力电子与电力传动学术年会模式。此时开关管 S3 保持关断，记下管 S2 占空比为 d2，vaciac此时电感 Lb1、开关管 S2、二极管 D4Boost 电路。部0T /2 tT分功率从高压端口经Buck 变换器传递到负载，其功率流经两个变换器，其等效电路如图 4 所示。vacVoD3t0T /2 TD5S3

12、iL(b) 准单级工作模式iLb2D6Lb2图 2 变换器工作模式Fig.2 Operation modes of the converterD2S1S21.2.1 单级工作模式图 4 变换器两级工作模式等效电路Fig.4 Equivalent circuit of two-stage working mode根据 Boost 电路在电感电流连续情况的输入输出关系可知：当输出电压始终高于输入电压峰值时，变换器工作于该模式。此时开关管 S3 保持常开，记下管 S2 占空比为d1，此时电感 Lb1、开关管 S2、二极管 D5/ D4一个Boost电路，其等效电路如图 3 所示，具体工作过程与传统的

13、V V1HL （3）V | sin t | V1 dBoost PFC 类似，在此不再赘述。值得注意的是，单级工作模式下，高压端口的输出电压和低压端口的输出电压mL2由此开关管 S2 的占空比 d2 的表达式为：| sin t | Vd 1 V是相等的。mL（4）2V VHLD32 变换器特性及控制S4Lbuck2.1 功率传输比分析D6iLb2Lb2D7变换器存在两条功率传输路径。在不同工作条件下，D2S1两条功率传输路径处理的功率比也各有不同。假定变换图 3 变换器单级工作模式等效电路Fig.3 Equivalent circuit of single-stage working mode

14、根据 Boost 电路在电感电流连续情况的输入输出关系可知：器工作不存在损耗，输入瞬时功率的表达式可记为：| sint | Im | sint |p（5）其中 V 和 I 分别为输入电压和电流的峰值。准单级mm工作模式下，通过后级Buck 变换器传递的功率表达式为：V1L （1）VV arcsin( L )VmVm | sin t |1 d1arcsin( L )Vmp p V i d t 其中 Vm 为输入电压峰值，由此比 d1 的表达式为：开关管 S2 的占空buckinL in 20elseVm | sin t |（6）因此，Buck 部分传递的功率在总的输入功率中的占d 1 （2）1V

15、L1.2.2 两级工作模式比为：当输出电压低于输入电压峰值时，变换器工作于该BoostBuckBoost arcsin( VL )iHd t VmD3D4pVLbuckarcsin( )ViLb1D5S4 m（7）Lb1S3buckd t iCH0VHvacLpLbuckiLb2D6inLb2CL VLD7准单级工作模式下通过 Buck 传递的功率与不同输D1D2S1S2入、输出电压的关系曲线如图 6 所示。i|v |21S1S2VLVH|vac|in acLimiterVL -+VL_refiin f +-iin2PI1PI201S310VH+0.8PI3S4-VH_ref0.6图 6 采样

16、及控制框图le and the control strategy of the converterFig.6 S0.420.210200250300350400 VL/V0vgs1&2图 5 后级功率传输比与输出电压的关系曲线tFig 5er ratio curve of Buck converter against VLtvgs3根据图 5 所示的后级功率传输比和输出电压关系的t曲线可以看出：低压端口电压（输出电压）越小，输入图 7 变换器调制策略Fig.7 The modulation strategy of the converter电压峰值越大，后级传递的功率也就越大，后级功率传输比越

17、大。图示的关系曲线为后级 Buck 电路的设计提供3及分析比较了一定的理论依据。为了验证上述分析的正确性，在 PSIM 仿真中搭2.2 变换器的控制建仿真模型进行。仿真结果如图8 至图11 所示，如图 6 所示为本文所研究的变换器的采样及控制框图。变换器采用电压外环+电流内环的双环控制策略，一方面实现输入电流的控制，同时另一方面实现输出电压其中图 8 和图 9 为变换器稳态工作波形，图 10 和图 11所示为变换器的动态调节波形。其中稳态条件下，仿真模型输入电压为 220VAC/50Hz，为了分别验证变换器的单级工作模式及准单级工作模式，输出电压分别设定为的控制。由于该控制方法与传统的 Boo

18、st PFC 控制方法相同，故在此不再赘述。值得注意的是，高压端口电压的350VDC（单级工作模式）和 200VDC（准单级工作模式），输出满载功率为 2kW，开关频率 100kHz。控制采用了反逻辑的控制方法，即通过 Buck 变换器的输出电压控制反过来控制输入电压以实现母线电压稳定在图 8 所示为高、低压端口输出电压及输入电压和输预设值。图 7 所示为开关管 S （S ）和 S 的调制策略示123入电流的稳态仿真波形，可以看出仿真条件下输入电流意图，通过给定交错的载波与调制波 vm 比较分别得波形和输入电压波形一致，为正弦波，表明变换器很好到开关管 S1（S2）和 S3 的驱动波形。的实现

19、了输入功率因数校正的功能。另外，忽略二次工频脉动，输出电压均稳定在闭环值附近，说明变换功率传输比buck第十一届中国高校电力电子与电力传动学术年会器具有很好的稳态性能；图 9 所示为各管驱动波形及中条件下，变换器动态调节的波形。两种动态调节的过程点电压波形，可以看出在单级工作模式下中点电位电压下，输出电压都存在一定的波动，但在短时间内输出电为两电平，而在准单级工作模式下，中点电位电压为三压可以重新稳定在闭环值，这两组动态调节的波形表明电平。了变换器具有良好的动态调节性能。5003004002004000-400150VH/V15iin/A0VO/V-15400vin/V满载半载半载iin/A3

20、50-15VO/V0.30.320.340.360.380.43000.51.01.52.02.5(a) 输出 350V满载500300300100400(a) 输出 350V满载VH/V15VO/Vi /Ain0vin/V0loadiin/A50%load50%load-150.30.320.340.360.380.4200VO/V(b) 输出 200V满载1500.51.01.52.02.5图 8 输出电压及输入电压、电流仿真波形Fig.8 Waveforms of outputs and inputs(b) 输出 200V满载vGS1&vGS2/V101

21、010400图 10 突加/卸载仿真波形Fig.10 Dynamic waveforms withitive/negative load changevGS3/V264VAC176VAC176VAC4500-450200-20300200v/VGS4v /VinV/Vmid00.30.320.340.360.380.4iin/A(a) 输出 350V满载VO/VvGS1&vGS2/V1010104001000.51.01.52.02.53.0vGS3/V图 11 输入电压动态调节仿真波形vGS4/VFig.11 Dynamic waveforms withchangeitive/negativ

22、e input voltageVmid/V0为了进一步验证本文所研究的组合式准单级无桥0.30.320.340.360.380.4PFC 变换器的优势，采用相同的技术指标在 PSIM 仿真软(b) 输出 200V满载图 9 各管驱动及中点电位仿真波形Fig.9 Waveforms of drives and the midpo -voltage件中搭建了一两级式结构的AC-DC 变换器仿真模型进行比较分析，其拓扑结构如图 12 所示。图 10 和图 11 分别为突加/卸载、输入电压连续变化15Imos1/AiHD3D4S4Mid-poLLbuck015b1vCHVHacI /AD3Lb2CLV

23、LD7S1S2D1D200.30.320.340.360.380.4图 12 两级式结构 AC-DC 变换器拓扑(a) 两级式结构Fig.12 Topology of the two-stage AC-DC converter15Imos1/A分析可知，两个变换器差异主要存在于：1）本文所研究的变换器中点电位存在两电平和三电平两种情况，0ID3/A而两级式结构的变换器中点电位一直为两电平；2）相同0输入、输出情况下，本文所研究的变换器前级电流应力0.30.320.340.360.380.4小于两级式结构的前级电流应力，仿真得前级开关管 S1电流应力和二极管 D3 的平均电流如图 13 至图 1

24、5 所示； 3）准单级结构后级仅在特定的时间传递部分功率，故开关损耗及导通损耗均小于两级式结构，据此可以推断准(b) 准单级结构图 14 输出 350V 时功率器件电流应力Fig.14 Waveforms ofImos1/Aer devi current stress VO=350V13.313.313.313.312.912.7单级结构的效率在一定程度上会优于两级式结构。1210.515I/Amos18.380154ID3/A0200250300350 VO/V00.30.320.340.360.380.4(a) 开关管 S1 电流应力(a) 两级式结构ID3/AI/A84015mos13

25、2.442.442.442.442ID3/A1.2100.720.30.320.340.360.380.40.1600(b) 准单级结构200250300350 VO/V图 13 输出 200V 时功率器件电流应力(b) 二级管 D3 电流应力图 15 功率器件电流应力对比Fig.15 Comparison with the current stress ofFig.13 Waveforms ofer devi current stress VO=200Ver devi第十一届中国高校电力电子与电力传动学术年会Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifi

26、ersJ. IEEE Transac-4 结论tions oner Electronics，2008，23(3): 1381-1390.本文研究了一种组合式准单级结构的无桥 PFC 变换6 Yi Tang，Dexuan Zhu，Chi Jin，Peng Wang and Frede Blaabjerg.器，理论分析和实验结果表明：1）通过采用电流内环+电压外环的控制方式使得变换器的输入电流和输入电压A Three-Level Quasi-Two-Stage Single-Phase PFC Converterwith Flexible Output Voltage and Improved C

27、onverEfficien-波形一致，可以实现输入功率因数校正的功能；2）变换器前级升压+后级降压的结构可以实现输入、输出电压的宽范围；3）与两级式结构对比可知准单级结构有助于降cyJ. IEEE Tranions oner Electronics，2015，30(2):717-726.7 Hongfei Wu，Meng Han，Yanfeng Zhang. Three-port rectifi-低器件应力，提高变换器整体的工作效率。er-based AC-DCer converters with sigma architecture and re-参考文献：duced converstage

28、sJ. IEEE Journal of Emerging and Select-ed Topics iner Electronics,2017.2648859.1，等. Boost 型电路双闭环功率因数校正控8 M.T.Zhang，Y.Jiang，F.C.Lee，M.M.Jovanovic. Single-phase制策略J. 控制工程，2013，01(01)：18-21.three-level booster factor correction converterC. IEEE Ap-Yu Shouyi，Liu，Cheng Ning，et al. Double loop controlp d

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