电子电路资料4

1、电子电路： 设计与应用放大是最基本的模拟信号处理功能，它是通过放大电路实现的。大多数模拟电子系统中都应用了不同类型的放大电路。放大电路也是构成其他模拟电路，如运算、滤波、振荡、稳压等功能电路的基本单元电路。3 基本放大电路3 基本放大电路3.1 放大电路基本知识3.2 单晶体管放大电路3.3 模拟集成电路中常见的电路组合3.4 集成运算放大器3.5 反馈放大电路原理3.6 反馈放大电路的稳定性3.1.1 放大电路模型3.1.2 放大电路的主要性能指标3.1 放大电路基本知识3.1.1 放大电路模型“黑盒子”外的4个基本参数：vi、 ii、 vo、 io注重不同的参数派生四种放大电路模型把放大电

2、路看成“黑盒子”，只考虑外特性。基本模型3.1.1 放大电路模型四种放大电路模型电压放大 电流放大 互阻放大 互导放大 vo=Avvi io=Aiii vo=Arii io=Agvi 3.1.1 放大电路模型四种放大电路模型之间的转换例：转换为电压放大模型电压放大电路模型的开路输出电压为Avovi，输入为vi电流放大电路模型的开路输出电压为-Aisiiro，输入为ii=vi/ri 电流放大模型电压放大模型：转换等效：Avo=-Aisro/ri ，vi=iiri互阻放大模型电压放大模型： Avo=Aro/ri 互导放大模型电压放大模型： Avo=-Agsro 结论：电路设计或分析中，可以根据信号

3、源的性质和负载的要求，选用其中概念最明确，运用最方便的一种。 研究放大电路特性时，可以仅以其中一种为例。（12种转换）3.1.2 放大电路的主要性能指标1. 输入电阻 放大电路的性能指标是衡量它的品质优劣的标准，并决定其适用范围。 不存在绝对的优劣，最主要是适用 理论 计算： 用小信号模型分析放大电路的输入电阻ri时，可假定在输入端外加一测试电压源vt，根据放大电路网络和各元件参数计算出相应的测试电流it，得到 放大电路的输入电阻：3.1.2 放大电路的主要性能指标1. 输入电阻 实验测试： 输入电压源vt、电阻Rt参数已知，根据测量参数vi可得输入电阻：注意：、中，都要加上负载电阻RL。3.

4、1.2 放大电路的主要性能指标2. 输出电阻 理论 计算： 用小信号模型分析放大电路时，可令信号源短路(vs=0但保留Rs)，负载开路(RL=)，假定在放大电路的输出端反加测试电压源vt，计算该电压源输出电流it，得到 放大电路的输出电阻：3.1.2 放大电路的主要性能指标2. 输出电阻 实验测试： 在vs0且输出信号不失真情况下分别测量空载(RL=)输出电压vo和加载(连接RL)输出电压vo，然后可得输出电阻：3.1.2 放大电路的主要性能指标3. 增益 四种放大电路分别具有不同的增益： 电压增益Av、电流增益Ai、互阻增益Ar、互导增益Ag 反映了放大电路将供电电源能量转换为信号能量的方式

5、和能力 注意：增益的不同计算方法（以电压增益为例）： 输出开路的电压增益RL=：Avo 输入开路的电压增益：Av=vo/vi 带信号源的电压增益：Av=vo/vs3.1.2 放大电路的主要性能指标3. 增益 两种无量纲增益Av和Ai也可用以10为底的对数增益表达： 基本单位为B（贝尔，Bel），平时用它的十分之一单位dB（分贝） 电压增益=20lg|Av| (dB) 电流增益=20lg|Ai| (dB) 用对数表达功率增益最方便： 功率增益=10lg AP (dB) 3.1.2 放大电路的主要性能指标4. 频率响应及带宽 考虑电抗元件的作用和信号角频率，则放大电路的电压增益可表达为 其中 模：

6、相角：典型的幅频响应和相频响应一阶RC电路的频率响应-3dB点为半功率点 3.1.2 放大电路的主要性能指标5. 失真 线性失真非线性失真非线性失真系数： 频谱（包括幅度谱和相位谱）发生变化用正弦波测量，频谱幅度关系变化，但没有新的谱线出现用正弦波测量，有新的谱线出现确定适当的带宽可避免线性失真确定适当的工作点可避免非线性失真包括：直流电源电压 输出信号的动态范围 静态工作电流、电压 信号0点的位置3.2.1 共源极和共射极放大电路 3.2.1.1 共源极放大电路3.2.2 共栅极和共基极放大电路 3.2.2.1 共栅极放大电路3.2.3 共漏极和共集电极放大电路 3.2.3.1 共漏极放大电

7、路3.2.4 单管放大电路三种组态的特点 3.2 单晶体管放大电路3.2.1.1 共源极放大电路1. 大信号图解法分析 3.2.1.1 共源极放大电路1. 大信号图解法分析 选择正确的工作点可避免非线性失真栅极电压过高 栅极电压过低 Rd过大 选择Rd可改变放大电路增益3.2.1.1 共源极放大电路1. 大信号图解法分析 增大Rd减小Rd3.2.1.1 共源极放大电路1. 小信号模型法分析 用第2章的场效应管共源极小信号模型替代电路中的场效应管符号 令所有直流电压源短路，直流电流源开路，只保留小信号通道而不考虑直流工作点的偏置。只考虑增量小信号。 3.2.1.1 共源极放大电路2. 小信号模型

8、法分析 放大电路参数 (1) 输入电阻： Ri (2) 输出电阻：根据输出电阻的计算方法，令vs=0，则gmvgs=0，等效于开路Ro=rds|Rd (3) 电压增益Av=vds/vgs=-gm( rds|Rd)当rdRd，则Av=-gmRdRd越大，电压增益Av越大与大信号图解法一致当Rd=时，这虽然是不可能实现的，但可以得到一个理论上的参数As0=|vds|/|vgs|=gmrds 管子确定后，As0是该管CS电路的极限电压增益，称为CS电路的本征电压增益。3.2.1.1 共源极放大电路2. 小信号模型法分析 放大电路参数 (4) 频率响应仅余下RsCi一个低通回路，频率响应特性为 H=1

9、/(RsCi)，Ci=Cgs+CM 密勒电容CM的计算： CM=1+gm(rds|Rd)Cgd在分立元件电路中，通常Rd rds，减小Rd，可以降低电路的时间常数，也就是能提高放大电路的高频截止频率，其代价是电压增益的减小(Av=-gmRd)。用大信号图解法和小信号模型法分析放大电路各有优势。图解法宜于确定晶体管的直流工作点和观察大信号可能失真的原因；而用它计算电路的输入电阻、输出电阻、增益和频率响应等参数则较困难，而且晶体管的输出特性曲线是因不同管子、不同环境条件而异的。小信号模型法易于求解电路的主要特性参数；但“小信号”的条件有时较难满足，而且模型中的元件参数也难以精确确定。把两种分析方法

10、相互结合，对理解电路功能和了解电路参数的变化是很有帮助的。 3.2.1.1 共源极放大电路3.2.2.1 共栅极放大电路 在场效应管刚刚问世时，电子工程师们曾为它与电子管同样水平的高栅极输入电阻特性而庆幸，从而主要以共源极和共漏极电路应用于需要高输入电阻的场合。近二十年来，场效应管比双极结型晶体管以更快的速度实现了尺寸的小型化，使之高频特性有了惊人的提高，而共栅极放大电路又表现出极为突出的优势，故得到越来越广泛的应用。此外，通过精巧的电路结构设计在许多模拟集成电路中实现了Cascode组态，使电路性能有了质的提高，其中就包括CG放大电路。因此，详细讨论CG电路的特性成为必要。 主要从小信号模型

11、进行讨论3.2.2.1 共栅极放大电路1. 用简化模型分析CG放大电路 （不考虑rds的作用） (1) 输入电阻从小信号模型可得输入电流ii=-gmvgs=gmvsg=gmvi，所以当gm=20mS时，输入电阻Ri=50 数量级概念3.2.2.1 共栅极放大电路1. 用简化模型分析CG放大电路(2) 输出电阻：Ro=Rd (3) 电压增益：由于vo=-idRd=iiRd=gmviRdAv=vo/vi=gmRd 与CS电路的Av=-gmRd比较，CG电路是同相放大，CS电路是反相放大，而|Av|则数值相同。 差别在输入，当信号源有同样的RsCS：Ri，vs完全不受损失地到达放大电路CG：Ri=1

12、/gm，到达放大电路的信号仅为vs/(1+ gmRs) 互阻增益对信号源做诺顿等效变换：当Rs较大时，gmRs1，则iiisAr=vo/isRd 3.2.2.1 共栅极放大电路1. 用简化模型分析CG放大电路(4) 电流增益（不包含Rd）Ai=-io/ii=-1 电流跟随器(5) 频率响应不存在CS电路中的密勒效应 Cds的电流远远小于受控电流源电流gmVgs，可以忽略两个简单的独立极点角频率： 和方法：用面对电容的视在电阻计算时间常数3.2.2.1 共栅极放大电路1. 用简化模型分析CG放大电路(5) 频率响应显然，这两个角频率都比CS电路中的H=1/Rs(Cgs+CM)高得多 考虑到CL的

13、并联关系： Cgd|CL2经常成为主极点，成为整个放大电路的高频截止频率 例3.2.1 3.2.2.1 共栅极放大电路图3.2.6是一个耦合放大超高频脉冲信号的电路，假定T1栅极已作了适当偏置，输入脉冲信号幅值为5mV。T1漏极通过50同轴电缆与接成CG组态的T2源极相连，为了满足50同轴电缆的终端匹配，要求T2的输入电阻为50，求T2应有的跨导gm2。假定T1和T2的参数和直流工作点相同，T1漏极的电流脉冲幅度应为多大？为了在T2漏极产生1V的脉冲，Rd应为多大？ 图3.2.63.2.2.1 共栅极放大电路2.考虑背栅和Early效应的CG放大电路分析 由于rds的存在，模型电路失去了单向性

14、，输入、输出电阻会相互影响。 由于背栅效应，gmvgs=(gm+gmb)vgs 3.2.2.1 共栅极放大电路2.考虑背栅和Early效应的CG放大电路分析 (1) 输入电阻整理后：得：奇怪结果：若Rd=，则Ri=！ 当Rd=时，vo=gmvirds+vi =(1+gmrds)vi Ag0=1+gmrds CG组态电压增益的极限，即本征电压增益Ag0 对比CS组态： As0=|-gmrds|本征电压增益： A0=As0gmrdsAg0 3.2.2.1 共栅极放大电路2.考虑背栅和Early效应的CG放大电路分析 (1) 输入电阻Ag0=1+gmrds 因为Ag0很大，式中第二项只有在Rd相当大

15、时才是不可忽略的。 (2) 输出电阻vt=(it-gmvgs)rds+vi=(it+gmvi)rds+vivi=itRs Ro=vt/it=rds+(1+gmrds)Rs=rds+Ag0Rs 数值极大的Ro使放大器的输出信号与输入信号得到很好的隔离，减小了信号的逆向馈通。 3.2.2.1 共栅极放大电路2.考虑背栅和Early效应的CG放大电路分析 (3) 电压增益vo=-idRd=iiRd，vi=iiRi， 3.2.3.1 共漏极放大电路分立元件电路（耗尽型）集成电路中的CD电路3.2.3.1 共漏极放大电路模型简化背栅效应造成的受控电流源实际受vo控制，等效于电导gmb=idb/vo新的电

16、阻：RL=RL|(1/gds)|(1/gmb)(1) 输入电阻： Ri= 3.2.3.1 共漏极放大电路(2) 输出电阻vgs=-vt 如果gm=20mS，则Ro1时，Av1 电压跟随器 3.2.3.1 共漏极放大电路(4) 频率响应估计传递函数的零、极点由于这三个电容实际连接成一个环路，所以传递函数只有2阶。我们可以逐个确定两个零点和3个极点的位置。 估计第1个零点：当输入信号的某一频率使得CL阻抗为0时，则Vo=0，这只有=才可能实现，于是可以确定传递函数的第一个零点为sz1=。 估计第2个零点：流入RL|CL电路的电流为gmVgs+sCgsVgs，令该电流为0，则得到sz2=-gm/Cg

17、s，即位于s0的实轴上，角频率为z2=gm/Cgs。 频率很高估计第1个极点：Cgd的视在电阻为Rs，故p1=1/(RsCgd) 估计第2个极点：Cgs的视在电阻为，故p2=1/(RgsCgs) 估计第3个极点：CL的视在电阻为RL|Ro，故p3=1/(RL|Ro)CL 频率很高3.2.3.1 共漏极放大电路(4) 频率响应CD电路也不存在密勒效应的影响，有比CS电路好得多的高频响应特性。如果信号源电阻Rs较大，则高频响应特性主要取决于第一个极点： p1=1/(RsCgd) 总结：CD放大电路有很高的输入电阻和很低的输出电阻，电压增益略小于1而接近于1。它经常用作电压缓冲，适于将高阻信号源电压

18、几乎无电压损耗地转换为低阻输出，在多级放大器中经常作为输出级以提供大的电流驱动低阻负载，或在级间作为缓冲级，以减轻前级高增益放大电路的负载。 3.3.1 Cascode放大电路 3.3.2 复合结构电路*3.3.3 电流源电路 3.3.4 基本差分放大电路3.3.5 输出电路3.3 模拟集成电路中常见的电路组合3.3.1 Cascode放大电路 将一个CG（或CB）电路与一个CS（或CE）电路级联，得到的多用途放大电路组合称为Cascode放大电路。1. CS电路具有的高增益；2. CG电路的隔离和高电压增益;3. CG电路的高频响应特性。结合Cascode电路与单管的放大电路相比，或者具有更

19、高的增益，或者具有更宽的带宽。 现代集成电路中，由于多使用电流源负载，可根据实际要求，通过选择参数，既可以得到较宽的高频响应特性，又可以得到极高的单级电压增益，所以与以前分析分立元件电路的方法有所不同。 3.3.1 Cascode放大电路NMOS管Cascode放大电路 T1是CS组态，漏极输出与T2源极相连。T2栅极加上恒定直流偏置电压BIAS，对增量信号而言等效接地，漏极接电流源 I 和负载电阻RL，构成CG组态。偏置电压BIAS和电流源 I 配合，应使两管都工作于饱和区。集成电路中的NMOS管衬底均接电路的最负电平-VSS，因此，分析电路时需要考虑T2的背栅效应。假定两管的尺寸相同，除跨

20、导因T2的背栅效应略有差别外，其他参数相同。 3.3.1 Cascode放大电路(1) 低频小信号分析 根据CG电路输出电阻为：Ro=rds+Ag0Rs Cascode电路为Ro=rds2+Ag0rds1A0rds a.输出电阻b. 输出开路电压增益（RL= ）d. T2的输入电阻c. RL的电压增益e. T1漏极与地之间的总电阻 3.3.1 Cascode放大电路(2) 高频响应分析T1漏极与地之间的总电阻 Rd1决定了CS级密勒电容的大小。从式中可以看出，当RL很大时，由它决定Rd1，所以通过对RL的取值可以确定电路的用途是注重于提高电压增益，还是还是注重于提高高频截止频率。 3.3.1

21、Cascode放大电路(2) 高频响应分析合并后只剩余3个电容：(1+gm1Rd1)Cgd1+Cgs1 (Cgd1+Cdb1+Cgs2)(Cgd2+CL) 在输入回路， (1+gm1Rd1)Cgd1+Cgs1的视在电阻 Rs 在CS电路输出回路， (Cgd1+Cdb1+Cgs2) 的视在电阻 Rd1 在在CG电路输出回路， (Cgd2+CL) 的视在电阻 Ro|RL 总的有效时间常数 H=Rs(1+gm1Rd1)Cgd1+Cgs1+Rd1(Cgd1+Cdb1+Cgs2)+(Ro|RL)(Cgd2+CL) Rs较小时 式中第一项较小，密勒效应影响较小，在满足高频带宽要求的情况下，电路可以取较大的

22、RL，以取得较大的电压增益。 如果Rs极小，RL甚至可取接近A0rds量级，使电路的电压增益接近-A02的水平。这时，式中右边第3项可能对电路的高频特性起主导作用。3.3.1 Cascode放大电路(2) 高频响应分析总的有效时间常数 H=Rs(1+gm1Rd1)Cgd1+Cgs1+Rd1(Cgd1+Cdb1+Cgs2)+(Ro|RL)(Cgd2+CL) Rs较大时 如果RL也较大，从而使Rd1较大，式右边第1项（密勒项）将起主导作用。 当RL下降到使Rd11/gm2时，式中的(1+gm1Rd1)Cgd1项达到最小，但此时电路的电压增益将大大降低。这种条件下，id2=id1gm1vi，vo=-

23、id2RL-gm1viRL，于是 相当于单级CS电路的电压增益 但带宽比单级CS电路有相当程度的提高 ，因为(1+gm1Rd1)Cgd1项大大减小3.3.3 电流源电路电路 1. 镜像电流源 T1漏极电流为T2也工作在饱和区 由于VGS1=VGS2，将两式两边相除，并整理，得通过控制T1、T2两管沟道的宽长比即可控制电流源 I 的大小。 (1)基本镜像电流源3.3.3 电流源电路电路 （2）多路电流源 在制造时通过严格控制T1T3的几何尺寸来获得不同数值的电流源 3.3.3 电流源电路电路 (3) Cascode镜像电流源Ro=rds3+(1+gmrds3)rds2gmrds3rds2=A03

24、rds2 输出电阻（电流源并联电阻）式中，把T2的漏-源电阻rds2看作为CG电路T3的信号源电阻，gmrds3=A03。 输出电阻是前面电路的大约gmrds3=A03倍，更加接近于理想电流源。 3.3.3 电流源电路电路 2. 电流源作有源负载 电路的电压增益为3.3.4 基本差分放大电路 1. NMOS场效应管基本差分放大电路 I0=iD1+iD2 不考虑Early效应，可得有关T1、T2两管输出漏极电流的三个基本关系式 ： (1) 传输特性和静态工作点电流令图中 vi1=vid/2， vi2=-vid/2 差模信号3.3.4 基本差分放大电路 1. NMOS场效应管基本差分放大电路 I0

25、=iD1+iD2 (1) 传输特性令图中vi1=vid/2vi2=-vid/2 对iD1求解： 取3.3.4 基本差分放大电路 1. NMOS场效应管基本差分放大电路 (1) 传输特性3.3.4 基本差分放大电路 1. NMOS场效应管基本差分放大电路 (2) 小信号特性是非线性项 如果vid|Vt|，|vDS|vGS-Vt| 令两输入端输入电压为vi1=vi2=VIC VIC的下限值： VIC-VSS+VGS3-|Vtp| 在集成电路设计中保证VGS3|Vtp|，则共模输入电压VIC等于负电源轨-VSS时，电路仍能保持线性放大状态 VIC的上限值 ： VICVDD-|VGS6-Vtp|-|VGS1| 无论如何做不到电源轨3.3.4 基本差分放大电路 2.基本差分电路的改进 (2) 具有“轨到轨”输入特性和折叠Cascode电路的差分放大电路 VB1和VB2是电路内部给出的恒定偏置电压，以满足CG电路对小信号栅极等效接地的要求；I01、I02和4个IB电流源则确定了电路的直流工作点。T1T4构成NMOS管输入的折叠Cascode差分放大电路，T5T8构成PMOS管输入的折叠C