245GHz低噪声射频功率放大器的设计

1、212323言 课题研究目的与意义 射频功率放大器概述 射频功率放大器的发展现状 本课题的研究方法及主要工作1.4 射频功率放大器理论综述 .2.1 史密斯圆图 S参数长线的阻抗匹配 2.3.1 微波源的共轭匹配2.3.2 负载的匹配 2.3.3 匹配方法 2.4 微带线简介 2.5 偏置电路 射频功率放大器的基本指标 工作频带 带宽 噪声系数 增益 稳定性 端口驻波比和反射损耗 射频功率放大器设计仿真及优化设计指标及设计流程 选取晶体管并仿真晶体管参数 晶体管S参数扫描放大器的稳定性分析 设计输入匹配网络 4.5.1 匹配原理 4.5

2、.2 计算输入阻抗 4.5.3 单支节匹配电路 4.6 设计并优化输入输出匹配网络. 8.错. 误！未定义书签。1.01010111212131.51515171921结 论 . 参考文献 致谢3.0.错.误！未定义书签。3.2. 1.1课题研究目的与意义微波和射频工程是一个令人振奋且充满生机的领域，主要由于一方面，现代电子器件取得了最新的发展；另一方面，目前对语音、数据、图像通信能力的需 求急剧增长。在这一通信变革之前，微波技术几乎是国防工业一统天下的领域， 而近来对无线寻呼、移动电话、广播视频、 有绳和无绳计算机网络等应用的通信 系统需求的迅速扩大正在彻

3、底改变工业的格局。这些系统正在用于各种场合，包 括机关团体、生产制造工厂、市政基层设施，以及个人家庭等。应用和工作环境 的多样性伴随着大批量生产，从而使微波和射频产品的低成本制造能力大为提 高。这又转而降低了大批新型的低成本无线、有线射频和微波业务的实现成本， 其中包括廉价的手持GPS导航设备、汽车防撞雷达，以及到处有售的宽带数字服 务入口等。通信技术在近几年内的发展可以说是日新月异， 每年都会有大量的新技术诞 生并被应用到实践当中，而在这之中，无线通信技术的迅速成熟尤其引人注目。 它不仅仅改变了我们的通信方式，更重要的是改变了我们的生活方式，最显著的 表现就是无处不在的手机，它使人与人之间的

4、联系更为密切也更加方便， 使我们 的社会变得更加的紧密，大大提升了世界的一体化进程，可以说手机已经成为我 们生活中不可或缺的一部分了。而随着使用人群的快速增长与不断壮大，整个无 线通信产业也进入了大规模高速率的发展阶段，在国民经济中的比重越来越大， 推动着社会经济持续向前跨步，甚至于对整个社会的发展都有着不可估量的影响 力0延长功率放大器作为无线收发系统中的最后一级，它在整个系统中占有十分重要 的地位，对于电池供电的功率放大器无线发射节点，对提高发射信号强度、 系统使用时间、降低电源消耗、减小系统体积重量等起着关键性作用。1.2射频功率放大器概述射频功率放大器的主要功能是放大射频信号，并且以高

5、效率输出大功率为目 的。它主要应用于各种无线电发射机中。射频功率放大器的输出功率范围，可以小到便携式发射机的毫瓦级，大到无线电广播电台的几十千瓦，甚至兆瓦级。射还应要求具有尽可频信号的功率放大，其实质是在输入射频信号的控制下将电源功率转换成高频功 率，因此除要求射频功率放大器产生符合要求的高频功率外，能高的转换效率。1.3射频功率放大器的发展现状射频功率放大器由于尺寸小、线性度高、噪声低等优点，广泛应用在卫星通信、移动通信、雷达和电子战以及各种工业装备。随着无线通信和军事领域新 标准新技术的发展，日益要求提高射频功率放大器的性能，使之在更宽频带内， 具有更高的输出功率、效率和可靠性。例如为在有

6、限的频谱范围内容纳更多的通 信信道，获得较高的码片速率和频带利用率。现在通信系统均采用了QPSK等线性调制技术，这些调制方法对功放的非线性特性非常敏感，因而对放大器有更高的线性要求，提高功率放大器的可靠传输，以避免对邻近信道的干扰，保证调制的窄带特性。这就要求射频功率放大器具有良好的线性。在第三代移动通信系统（3G中，要求数据传输速率达到 2Mbit /s，单个信号的带宽达5MHz这就 需要射频功率放大器具有宽带特性； 为了降低通信运营商的运营成本， 减小冷却 成本、易于热控制，要求提高射频功率放大器的效率；为了减小功率放大的级数， 减小功率管的使用，以更低的功率进行驱动，降低成本，这就要求提

7、高射频功率放大器的增益；为了增加通信基站的覆盖范围，减小固定区域内所需要设置的基 站以节约成本，同时减小电路的尺寸和重量，这就要求提高射频功率放大器的输 出功率。为了满足以上各种应用需求，近 50年来人们不断推动射频功率放大器的发 展和进步。在这50年的发展过程中，射频器件及射频技术的发展是推动射频功 率放大器发展的两大因素。射频器件的发展使射频功率放大器的发展成为可能， 射频技术的发展使射频功率放大器的性能得到提高。1、射频器件方面2 : 1948年Shockley.Bardeen等人发明双极晶体管（BJT） 及1952年提出结型场效应管（JFET）以后，硅双极晶体管应用于射频微波领域， 从

8、而可以对从几百兆赫（UHF）到 Ka波段的信号进行放大；70年代以后，GaAs单 晶及其外延技术获得突破，GaAs肖特基势垒栅场效应晶体管（GaAs MESFET研制 成功。由于GaAs材料载流子迁移率高、禁带宽度大，从而使射频功率放大器具 有高频率、低噪声和大功率等一系列优点。进入80年代，由于分子速外延技术和有机金属化学沉积技术的发展，超薄外延层的厚度及杂质浓度得以精确控制， 使异质结器件迅速发展，由ALGaAs/GaAs或InP/lnGaAs组成的异质结双极晶体 管（HBT）相继研制成功，采用这些器件设计射频功率放大晶体管，使射频放大器 的工作频率达到毫米波频段；到 90年代，激增了多种

9、新型固态器件，如高电子 迁移管（HEMT，假同晶高电子迁移管（PHEMT）异质结场效应管（HFET）和异质结 双极管（HBT），同时使用了多种新材料如Inp、Sic及CaN等。这些器件能够对100GHz乃至更高频率的信号进行放大，而且在多数情况下可以运用MMIC技术。其中高电子迁移率晶体管(HEMT的低噪声性能比场效应管更优越，运用这种器件 设计成低噪声放大器，在 C波段噪声温度可达250K左右，广泛用于卫星接收。 而PHEM则用一个InGaAs薄层来作为沟道材料，同时在 AIGaAs/lnGaAs异质交 界面上具有一个更大的不均匀导带，使其比HEM韦亡容纳更高的电流密度和跨导， 从而在较宽的

10、工作电流范围内保持更低噪声系数和更高增益，这激起了人们对设计高速、高频、低噪声和高增益的射频功率放大器极大兴趣。与此同时，单片集 成(MMIC)微波器件也在快速发展，这是一种可以在几平方毫米砷化稼(GaAs)基片 上集成微波放大器电路的技术。其体积小，增益高，己越来越受到用户的青睐。2、射频技术方面：由于DSP技术和微处理控制技术的出现和发展，使得 我们能够广泛的使用各种功率放大器线性技术，如复杂的前溃技术和预失真技术 来提高放大器的效率及线性度。国内对功率放大器线性化技术研究已经开始重 视，东南大学、西安电子科技大学、电子科技大学、浙江大学和华中科技大学等 院校己经开始了这方面的研究，华为、

11、中兴等通信设备公司也进行了线性功放的 研制并取得了一定的成果；功率合成技术的发展，使我们可以采用射频固态器件 在射频频段输出高达几十千瓦的功率；宽带技术使我们可以利用射频固态器件对 带宽达几十个GHz以上的信号进行放大如ITS Electronic 公司推出的L波段倍 频程宽带功放模块提供15W的功率，同时产生12 GHz的瞬时带宽和12dB的小 信号增益。此功放模块工作于两种状态：A状态为线性放大器，输出功率为10W； B状态典型效率为55%，输出功率为15W。此功放输入/输出驻波比小于1.45， 与此同时，效率增强技术为我们提高射频功率放大器的效率提供了方便。相应的功放研究也成了未功率放大

12、器发展至今，己经广泛的应用于军用、民用通信领域。现代通信 的发展对带宽、线性和效率等指标提出了更高的要求。来的趋势和热点。随着材料、计算机以及功放相关理论的进一步发展，可以预见指标更优的功率放大器不久将会出现，并服务于无线通信领域。1.4本课题的研究方法及主要工作在课题期间，对射频功率放大器的多种设计方法进行研究，查阅了大量的资料，深入了解射频功率放大器国内外现状和分析了射频功率放大器有关概念，认真学习了 ADS仿真软件，掌握了射频功率放大器的一般设计方法。 设计了一个在 2.45GHz的频率范围内满足指标要求的应用于蓝牙耳机的接收机末端的射频功率 放大器。全文可以分为五部分。具体内容如下：第

13、1部分为引言。首先简要介绍课题研究目的与意义与射频功率放大器的发展状况及研究趋势，最后介绍本文的主要工作和章节安排。第2部分为射频功率放大器理论综述。介绍了史密斯圆图、 S参数、阻抗匹 配、微带线理论、偏置电路设计基础知识。第3部分为射频功率放大器的基本指标。分析了射频功率放大器设计需要注 意的指标，为后面的具体设计提供理论依据。第4部分为具体的设计过程，对每一部分的设计都进行了大量细致的工作， 主要包括输入输出最佳阻抗的获得和匹配网络的具体实现，并对每级电路整体性能的优化实现给出了具体方法和步骤。第5部分为总结和研究前景的展望，分析了研究中的不足和思考，提出了一 些有利于进一步研究的问题。

14、2射频功率放大器理论综述2.1史密斯圆图P. H. Simth开发了以保角映射原理为基础的图解。这种方法的优点是有可 能在同一个图中简单直观地显示出传输线阻抗以及反射系数。反射系数（reflection coefficient）r0能用下式的复数形式表达出来：r0=gZl +Z。=Or 中 jOi = To e*(2-1)其中 9L =arctanoi /陰）,通常会使用50 QoZl是电路的负载值,Zo是传输线的特性阻抗值,图2-1等电阻圆和等电抗圆图图中的圆形线代表电阻抗图2-1是史密斯圆图中的等电阻圆和等电抗圆图。力的实数值，即电阻值，中间的横线与向上和向下散出的线则代表电阻抗力的虚 数

15、值，即由电容或电感在高频下所产生的阻力，当中向上的是正数，向下的是负数。图表最中间的点（1+j0）代表一个已匹配（matched）的电阻数值（ZL），同时其 反射系数的值会是零。图表的边缘代表其反射系数的长度是1,即100%反射。有一些图表是以导纳值(admittanee)来表示，把上述的阻抗值版本旋转180度即 可。根据上面介绍的等电阻圆和等电抗圆图，能过简单有效的确定电路的阻抗， 并进行阻抗匹配。利用史密斯圆图可以完成以下工作：读取阻抗、导纳、反射系数等常用的射频电路参数；进行传输线的匹配网络设计；2.2 S参数在绝大多数涉及射频系统的技术资料和数据手册中，都用到散射参数(S参数)。其原因

16、在于实际射频系统不再采用终端开路、导线形成短路的测量方法。 采用导线形成短路的时候，导线本身存在电感，而且其电感量在高频下非常之大， 此外，开路情况也会在终端形成负载电容。另外， 当涉及电磁波传播时也不希望 反射系数的模等于1,在这种情况下，终端的不连续性将导致有害的电压、电流 反射，并产生可能造成器件损坏的振荡。S参数描述了两端口入射功率和反射功 率之间的关系，而不是电压和电流的关系。应用S参数测量和校准都变得容易 。描述一个系统被V1和V2激励，31、a2和bi、rn分别表示输入和输出口的入射 波、反射波功率。假定系统是线性的，S参数定义为：aiV1/La2V2bib2图2-2二端口网络S

17、参数“！$怡12131圖s21S22_|a2”(2-2)式中SK:称为双端口网络的散射矩阵，简称为参数的意义如下：S矩阵，它的各个S11S2102S22-W一 2短匹配a1a,=2短匹配 a1短匹配a2_ b2 I=1短匹配32:表示2端口匹配,:表示2端口匹配,:表示1端口匹配,:表示1端口匹配,1端口的反射系数;1端口到2端口的传输系数;2端口到1端口的传输系数;2端口的反射系数;在射频与微波频段上，与端口的开路、短路条件相比， 端口的匹配比较容实 现，在端口匹配条件下进行测试也比较安全 。2.3长线的阻抗匹配在低噪声放大器的设计中，阻抗匹配非常重要，它关系到系统的传输效率、 功率容量与工

18、作稳定性，关系到低噪声放大器的噪声特性的好坏。因此，阻抗匹配问题极其重要。阻抗匹配的目的是使源传递给负载最大的射频功率。一般而言，最佳的解决方案依赖于电路的要求，例如简单易于实现，频带宽度，最小的功率波动，设计 的可实现性和可调节性，设定的工作条件，足够的谐波抑制等。由此得到很多类 型的匹配网络，包括集总元件和传输线。本文采用的是集总元件与传输线相结合 的方法，并利用Smith圆图轨迹法作为工具。这是两个不同性质的问题，前者要求信号源内阻与长线输入阻抗实现共轭 后者要求负载与长线实现无反射匹配。匹配包含两个方面的含义：一是微波源的匹配，要解决的问题是如何从微波 源中取出最大功率；二是负载的匹配

19、，要解决的问题是如何是负载吸收全部入射 功率。 匹配；2.3.1微波源的共轭匹配阻抗匹配的目的是使源传递给负载最大的射频功率。一般而言，最佳的解决方案依赖于电路的要求，例如简单易于实现，频带宽度，最小的功率波动，设计 的可实现性和可调节性，设定的工作条件，足够的谐波抑制等。由此得到很多类 型的匹配网络，包括集总元件和传输线。本文采用的是集总元件与传输线相结合 的方法，并利用Smith圆图轨迹法作为工具。对于一个给定的微波源，其输出最大功率的条件是：在同一参考面上负载的乙为从参考面处向负载看去的输40输入阻抗Zi与波源的内阻抗Zs互为共轭复数，这个条件称为“共轭匹配”。需 强调的是Zj与Zs必须

20、对同一参考面而言，其中入阻抗，Zs为从参考面处向波源看去的输入阻抗在传输微波功率时一般都希望负载时匹配的， 中为行波状态，这对于传输微波功率来说，主要有以下几点好处:1.2.因为匹配负载无反射，传输线2.3.2负载的匹配匹配负载可以从匹配源输出功率中吸收最大功率。行波状态时传输线的传输效率最高。因反射波带回的能量和入射波一样 会在传输线中产生损耗，固有反射时的损耗功率增大，传输效率低。3.行波状态时传输线功率容量最大。因在驻波状态时，沿线的高频电场分 布出现波腹，波腹处的电场比传输同样功率时的行波电场高得多，因此 容易发生击穿，从而限制了功率容量。2.3.3匹配方法阻抗匹配的方法有二：一是在不

21、匹配系统中适当加入无功元件，称为调配器， 人为引入一个或多个反射并使之与原系统产生的反射相互抵消而达到匹配；二是两不匹配系统间加接一个阻抗变换器，其作用是化原不匹配系统内的大反射为多 级的或渐变的小反射乃至最终过渡到匹配状态 。2.4偏置电路在电路系统设计中，直流偏置电路系统是射频功率放大器运转的关键。 偏置 网络有两大类型：无源网络和有源网络。无源网络（即自偏置）是最简单的偏置电 路，通常由电阻网络构成，它为射频晶体管提供合适的工作电压和电流，但是这种电路的缺点就是对晶体管参数变化非常敏感， 并且温度稳定较差。因为直流反 馈总是要降低电压提供的功率，考虑到现在是低压工作，所以有效的反馈比较难

22、。 如果反馈根本不实用或不充分，就需要使用有源偏置，有源偏置网络能改善静态 工作点的稳定性，还能提高良好的温度稳定性，但它也存在一些问题，如增加了电路尺寸、增加了电路排版的难度以及增加了功率消耗。低噪声放大器设计的第一步就是确定晶体管的静态直流工作点， 偏置的作用 是在特定的工作条件下为有源器件提供适当的静态工作点， 并抑制晶体管的离散 性以及温度变化的影响从而保持恒定的工作特性。偏置网络不仅要设定直流工作状态，还要通过高频扼流线圈和隔直电容确保直流偏置与射频信号相互隔离。2.5微带线简介微带线属于敞开式部分填充介质的双导体传输线。 它是由介质基片上的导带 和基片底部的金属接地板构成的，整个微

23、带线用薄膜工艺制作而成，基片采用介 电常数高、高频损耗低的陶瓷、石英、蓝宝石等介质材料，导带采用良导体材料。 微带线适合制作微波集成电路的平面结构传输线，与金属波导相比，其体积小、 重量轻、使用频带宽、可靠性高和制造成本低等；但损耗稍大，功率容量小。60年代前期，由于微波低损耗介质材料和微波半导体器件的发展，形成了微波集 成电路，使微带线得到广泛应用，于是相继出现了各种类型的微带线。微带线的参数确定如下，微带线特性阻抗 Zo的大小由导体带宽度 W和介质 板的厚度h以及有效介电常数Er决定的，如下：8h WW6oin( +)(Q)(-i,则反射电压的幅度变大（正反馈）并导致不稳定的现象。反之，若

24、101, 将导致反射电压波的幅度变小（负反馈）。 当放大器的输入和输出端的反射系数 的模都小于1,即Fin 1, Tout 11|S11|2-|S22|2 +|L|2S12 |S212K = 1 -斗 S12 S2121 - S22 S12 S21(3-6)式中有:(3-7)|i 冃 S11S22S12S21|K为稳定性判别系数，只有当式（3-6）中的3个条件都满足时，才能保证 放大器是绝对稳定的。3.6端口驻波比和反射损耗低噪声放大器的输入和输出反射系数表征着输入输出信号的反射损耗，通常则输入输出用输入和输出驻波比来表示，将低噪声放大器看成标准两端口网络， 驻波比如下：1 + I rin |

25、 VS W R = 一1 - In I1 + I0 u t VS W Rut=t(3-8)1 | Fo u t(3-9)低噪声放大器主要指标是噪声系数所以输入匹配电路是按照噪声最佳来设 计的，其结果会偏离驻波比最佳的共扼匹配状态，因此驻波比不会很好。此外， 由于微 波场效应晶体或双极性晶体管，其增益特性大体上都是按每倍频程以6dB规律随频率升高而下降，为了获得工作频带内平坦增益特性，在输入匹配电 路和输出匹配电路都是无耗电抗性电路情况下， 只能采用低频段失配的方法来压 低增益，以保持带内增益平坦，因此端口驻波比必然是随着频率降低而升高。 一 般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对

26、系统的影响， 可用插 损很小的隔离器等其他措施来解决11 04射频功率放大器设计仿真及优化4.1设计指标及设计流程噪声系数：小于2dB; 稳定性：绝对稳定；工作频带：2.4GH22.5GHz带内增益：大于15dB;输入输出驻波比：小于1.5 ；反向电压增益：小于-10dB，大于-30dB；设计的默认偏置环境是：Vce=2.7V lc=2mA ；射频功率放大器设计的一般流程：1）晶体管的选取；2）直流偏置设计；3）稳定性设计；4）匹配网络设计;5）整体优化仿真；6）版图设计；4.2选取晶体管并仿真晶体管参数本文选取晶体管AT32011,对其参数的仿真的原理图如下：放大器的一个基本任务是将输入信号

27、进行不失真的放大，这就要求晶体管 放大器必须设置稳定的静态工作点。另外，静态工作点决定着放大器的各种性能, 如增益、噪声系数、驻波比等。这些性能参数常常相互矛盾、彼此制约，因此， 在考虑静态工作点时，通常要在各种特定指标之间作出平衡、折中的选择。PARAMEIER SWEEP | QPaan SweepSweepiSweefATaVB* SmhisianceNaine1l=-DC1v+ft-ICmbis1anGeNaine2=mbis1anceNainei3i= SmbisbnceNameHh SrnbistanceName SmbistanceNamelS tar1=2QuASteplfti

28、ADCDC1SweepVa=nrt：E-StsM三 WzVCEV_DCSRClLDC SRC2UcHBB图4-1晶体管工作点扫描的电路Pi旳屉_人1320 廿 J 9060105Q1Amip012341.000E-4 9.000E-5 8.000E-5 7.000E-5 6.000E-5 5.000E-5 4.000E-5 3.000E-5 2.000E-5BBBBBB B B BBBBBBB B B Bm1VCE= 3.000IC.i=0.005IBB=0.000060VCEValues at bias po int indicated by marker m1. Move marker t

29、o up date.VCEDevice Po wer Consu mp tion, Watts0.0163.000图4-2 BJT直流工作点扫描曲线由图表可知，晶体管AT32011的静态工作点为:VCE=3.000VICi=0.005IBB=0.000060Bias=Bil; Vce=2 7V lc=2mA-FrequenciF0.10-5.10 GHz图4-3偏置电路原理图P1Hupp-lR1R-1.1S kChnoppP3Mm-JJ图4-4偏置电路4.3晶体管S参数扫描lam11112 Muiti2Z=SOOhinStop=1 Git 31fip=(lLQ1 GHz图4-5晶体管S参数扫描

30、的电路freq, GHzfreq, GHz0freq, GHz图4-7噪声系数nf(2)曲线从曲线可以看出当频率在 2.45GHz的时候,S(1,1)=-6.375dBS(1,2)=-18.824dBS(2,1)=6.588dBS(2,2)=-5.352dBNf(2)=2.069由上述分析可以看出，晶体管参数指标如下:（1） 技术指标；（2）（3）（4）（5）晶体管sp_hp_AT32011_5_1995105勺频率范围为 0.1至U 5.1GHz,满足通带内的噪声系数满足技术指标； 通带内的增益不满足技术指标； 通带内的输入驻波比不满足技术指标; 通带内的输出驻波比不满足技术指标;结论如下：

31、（1）频率范围和噪声系数满足技术指标，可以选取晶体管；（2）通带内增益、输入输出驻波比不满足技术指标，需要添加输入输出匹 配网络，通过输入输出匹配网络的优化实现该 3项指标；4.4放大器的稳定性分析我们知道二端口网络绝对稳定的充分且必要条件为:K _1-|Sii|2-IS22I2 + |纠2/24121 - S22 2|Si2|S2i|Sl2| S21Sl2| S21(4-1)其中(1-卜1|S22|2+|Ds|)2 |SI2S21(4-2)为放大器的稳定因子，Ks越大，稳定性越高。只有同时满足上面三个条件 时，放大器才能保证绝对稳定，有任何一个条件不满足，都将是潜在不稳定的。 对上面的三个条

32、件作适当的变换，可得绝对稳定判别准则的另一种表达形式：Ks2Ds 1 1,晶体管处于绝对稳定状态。4.5设计输入匹配网络4.5.1匹配原理在设计放大器时，一般有以下几种原则：一是以达到最大功率增益为目标； 二是以达到最稳定增益为目标；三是要达到某一确定的增益值（小于最大增益）； 四是以达到最小噪声系数为目标。(4-4)更多的时候，是要综合考虑以上的目标。对于低噪声放大器，注重的是要求 放大器有极低的噪声系数同时又能得到一定的增益，这样就必须在噪声和增益之 间取折中方案。所有这些设计目标均可以按照网络的 S参数导出相应的公式。对 于不同的设计原则，相应的匹配网络的结构也就不一样。 实际的应用中三

33、极管的 输入共轭匹配的源反射系数（Fs）和最小噪声源反射系数（opt）很少一致。 因此，必须找到一种折中的输入匹配方法来满足最佳噪声系数和最佳输入反射回 损的性能。当由一个给定的噪声系数F = Fi来设计rs时，可以推出等噪声系数圆 方程，其方程如下：ropt2Ni +(1-。pt1 ss 1 +Ni-(1 + Ni)22)圆心为optCFi l + Ni(4-5)半径为jNi2+Ni(1|嘉)片=-1 + Nj(4-6)其中Fs-r。ptTN-i-r(4-7) 得到等噪声系数圆后，按照要求的噪声系数设计放大器的问题就演变为从该 等噪声系数圆中确定一个合适的 Fs值。利用（4 7）式可以在Fs

34、平面上画出一 组等噪声系数圆。当r=0时，F即达其最小值Fmin，这时的rsopt。画出图来 我们还能发现，通过圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数Fo就是信号源端匹配时（=0）的噪声系数，不包围圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数F将在下列范围：FminCFcFo，包围圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数 F将在下列范 围：Fmin CF 1的放大器都是可以匹配的，当Ks=1时, 理论上可以进行匹配，但实际上不可行，因为由其反射系数可知，这是一种纯电抗性匹配，而现实中的元件都是有电阻性分量的。 当Ks-1时，在理论上可以匹 配，但已无使用意义，因为这时I 1|=1。当Ks V_AT-32O11_5_19

35、&9O1O5sp_SIMMBia 訴 Vce=2.7V lc=2mV|uereyp.10-5,10)GHzMSubTennTenrC Niiii=2Z=50OtmSPARAMETERSMSUBS_Param snSlalpO.1 GHzStop=5.4 GHzStepmtn GHzH=0j8mmEf43Mj=1Cond=5j88E+7 Hu=t0e+033 mm T=0.03iTTn TanD=0j001RovghR mm图4-13带有单支节匹配网络的原理图对原理图进行仿真后，得到的数据曲线如下:0 0 i,m111frEc dB(=2.45CS(1,1)：)GHz=-30.5i64-n( 1

36、113-Illi1 21111?3freqll 1 1 15t,GHzIlliJIlli56-10,-20.-30.-40,-10Jj3J,n13ifeq=2.450Gh!dBStt2)-1.711i110 1! 23；4、56freq, GHz-20-30-40-50,-60.-70,图 4-14 Sn、S12、20.0,-20-40_-60I I0 1F.、Py1mzGHzm2 freq=2.450dBS(2,1)=770|43456freq, GHz0freq, GHzSzi、和Szz曲线由图4-14可以看出,4.6设计并优化输入输出匹配网络S,1、S12、S21和S22曲线在中心频率处

37、的参数如下： S11曲线在中心频率处的值为-30.564dB,表明输入匹配良好。S22曲线在中心频率处的值为-3.323dB，表明输出匹配不好。S21曲线在中心频率处的值为7.701dB，表明增益没有达到技术指标。1、从图4-14可以看出，只添加输入匹配网络不能满足技术指标，下面同时 添加输入输出匹配网络，并对输入输出匹配网络进行优化，以达到技术指标。2、输入输出匹配网络设计如下： SUiTflct SMilfliilVSWRVSVW1VSV1-V5wr(SliyVSVlft VHVIK?ySWHAd 1 S22)Sfcrt)fact1 -slAJacMLN IIKSdsH31MN llf严

38、MLNSFWT “re ai5tMaji- Tffl ?SuHsXMSMWlI nr?OhmlaZhZrdZn1=511BMlZ1JR2 Sdst-lASid)r如 UMSlMK曰 esnti mu 何H Wl- 1.M mn-WP： ：1 57 innViai52innMLEfr*-|TL3Sdet-lIrtSLbl)LI W=152nin主 L-SlT671 inn 何=TJ*.VcKP?.fV jFTP1D-5.ia)GHE|g| SPARMETEFLSSJianSHStait=2.4CttrStDp-2J5GHzStrp-O.IGHz诈 rrrn WP -1 fl? inn-15211

39、171WIH-IMi|-7iiinUSitiUSUBMSltdSdSt=Trta*r I HL mmW=1JS2irinl-hmnmsUuiM CorKl-5j8EE*7HILI DH1033 rrrn T=0j03ninT宙dOJOOl n(ugh=0inn图4-15输入输出匹配网络原理图3、对设计好的原理进行优化和仿真。利用优化控件Optim和目标控件GOAL,如图所示:OPTIMGOALGoalOptimGodZExpEB1,说明系统处于绝对稳定状态；-16.569dB S12v-16.456dB，说明具有良好的输入输出隔离度;1.725Nf(2)1.760,说明噪声系数达到指标；VSW

40、E1V1.5,说明输入驻波比达到指标；增益17.465dBG1.5,说明输出驻波比没有达到指标；设计到目前为止，只有输出驻波比没有达到指标。此文采用二级级联的方法 解决此问题，因为等到加上偏置网络后增益也会有所下降， 小输出驻波比。二级级联的原理图如下：r 出nTWNff=lf2m T bZfflaJ TuimH KLhim115 ULH U niu铀f m=hini 幡個IH1 慨血im115 一. 制d UW W=tT L=2XlMa 5PITS AOS 丽T12VriSEmn 驅勺L=2血imM 时零*a丸TVeift.EmL=3nnT L=2JttwfilH=l 足 im惓国im懈I删

41、SF輕TMAWK丄HSm定m111 sdihiiar rtsnm J L=3In JLTotftHhfI2=5Dbi BIBnaVM2i*sm YWusdi7iiZillSUB HMd H=UiniB=UM=1SFmSP)SU=24e 他SHfZ5CHl 般ZnkhSItPie HJ=lW33inT=U(!iiiTidMJMI 眄寅ElsjgdjMadULffSlM=1ISilWsl1 w=ti2iTii :atf 出世L=Sm卓ULF tTUI ISdstVSlFVMSmrL=6im|*时暉丫峡忙加,ew*Fn iHirl1t-&1H.ULM上%siuaiiir W=t9ini bJ-f胭

42、imvswVSHR1BpFWUirSill血Mitd*SmAHET田S ih= Wig 出IRlfl=RwgdM 扌0|M D|M庐命dnUaln=aTonToiCHn=22=EDQbnULMTLIZSii!d=USkil 律俑烬说mL=ZmDM:BpFVfilSWliFIfC 呛t瓯di(护WtlSmskg血 rsSa4C|MnSaKHonhnSasAltiEAtUtuA9|絢济SsGupcf =图 4-21二级级联放大器原理图对此原理图进行仿真，仿真结果如下所示:m4freq, GHzfreq, GHzRWS2.402.422.442.462.482.50图4-22噪声系数图4-23输入驻

43、波比1. 45 61. 45占2RWSV1. 4521. 45卫1. 44.81. 44mm5 freq=2. 400GHz VSW R2=1. 44 optI ter=148m6freq=2. 500GH; VSW R2=1. 45 opti ter=148.5h1. 44 I * I I I 2. 4 02. 422. 442. 462. 482. 5 0fre q, GHz图4-24增益图4-25输出驻波比由仿真图可以看出，在级联后，输出驻波比减小并且达到指标，增益增大, 但是系统的噪声系数增大，在输出驻波比和噪声系数之间，我选择噪声系数, 就是没有级联的电路，因为该毕业设计的最重要的指

44、标就是噪声系数。至此，放大器的目标指标都已经实现，设计工作完成。结 论 #结 论 快速发展的无线通信对微波射频电路如射频功率放大器提出更高的性能。本文分析讨论了射频功率放大器的基本设计理论，并结合射频功率放大器的性能指 标，利用ADS仿真软件设计了一个中心频率为 2.45GHz、带宽为100MHz输入输 出驻波比小于1.5、噪声系数小于2dB和增益大于15dB的射频功率放大器。本文研究的主要工作和结论如下：在认真阅读文献、查找资料的基础上，验证了一种基于ADS仿真软件设 计射频功率放大器的可行性，利用 Smith圆图对其输入输出阻抗匹配电路进行 了仿真优化设计，ADS软件提供了功能强大的射频电

45、路仿真， 优化了射频电路设 计环境，正是通过对软件功能的充分应用，替代了射频放大器设计中许多原来需 要人工进行的运算设计工作，提高了工作效率。系统分析了低噪声放大器的设计理论，本文助传输线理论和双端口网络 结构，研究其功率关系，采用 S参数方法，详细分析了低噪声放大器的增益和 稳定性。分析了射频功率放大器的偏置电路和匹配电路设计中的一些基本问题， 讨论了输入、输出匹配电路和级间匹配电路设计的问题。总之，基于ADS仿真软件分析设计低噪声放大器，从仿真结果来看，都达 了预期的设计目标。现在，尽管我们可以成功的设计出一个射频的功耗较低的LNA但是这仅仅是我们在射频电路设计上的一个起步，我们未来需要进

46、一步研究的问题包括：因为射频功率放大器是发射机系统的最末端电路，输入端的匹配我们考 虑到了，但是作为负载的后级电路我们没有涉及到， 尽管我们在输出匹配时留有 了足够大的余度，但是对输出匹配我们仍需要做一部分工作， 我们下一步工作会 考虑将射频功率放大器和混频器作为一个模块进行设计。 因为条件有限，本文仅仅从理论上分析，使用EDA软件ADS进行仿真验证，没有将该设计实际制作出来。由于仿真软件是理想化的，而射频电路在设计时候还受工艺和具体操作的影响，因此实际的测量结果与仿真结果会有一定差 距，这都有待于后续进行深入的研究。(3)研究宽带射频功率放大器的设计以适应无线通信宽带化、多标准融合的 趋势。

47、射频移动通信技术的总趋势是走向高速化、大带宽，并最终实现整个无线终端的单片集成。目前，关于射频功率放大器的研究已经趋于成熟，未来的难点 和热点在于如何适应3G以及未来的通信技术的要求，提高其低噪声性能，增大 工作带宽，进一步改进线性度等。迄今为止，我国在 RFIC方面与国外还存在很 大的差距，所以射频电路的设计对我们来说机遇与挑战共存， 其发展的前景一定 是光明的！当然，由于本人的水平和时间有限，论文有很多不足之处， 有许多有待改进 的地方，对此深表歉意并期望以后能逐渐完善。参考文献 参考文献 参考文献Andrei Grebennikov著，张玉兴，赵宏飞译.射频与微波功率放大器设计.北京：电子工业出版社，2006.144-185张玉兴.射频模拟电路.成都：电子科技大学出版社，2002.8