BJT与MOSFET的开关应用

1、电路中的BJT与MOSFET前段时间，一同学跟我说，他用单片机做了一个简单的LED台灯，用PWM的方式控制灯的亮度，但是发现BJT总是很烫。他给我的电路图如图一，我问他3V时LED的发光电流是多大，他说大概十儿到二十mA,我乂问他电阻多大，他说lOKQo丁是我笑笑说你把电阻小一点就好了。他回去一试，说用了个1KQ的电阻，就没有任何问题了。我很失望他没有问我为什么要这么做，这可能是大多数电子爱好初学者存在的问题，他们的动手能力很强，但是并不注重基本的理论知识。他们大多数情况下都是“依葫芦画瓢”，借用现成的电路使用，就连参数和器件型号的选择都疏于考虑。+12VLED灯组（四串五并）令单片机IO输岀

2、图一案例一在电子设计制作中，双极性晶体管（BJT）和金属氧化物一半导体场效应管（MOSFET）是用得最多的有源器件。这里笔者试图以H己积累的一些经验來谈一下BJT与MOSFET的原理及电路中的具体应用。考虑到多数（分立元件）情况下，这两种器件在现代电子电路中一般作为开关器件，而恰恰相反的是，我们大多数的教科书却着重丁介绍这两种器件的放大状态，所以这里仅讨论这两种器件作为开关器件时的特性和应用。大多数人应该都有这么一个概念：BJT为电流控制型器件，MOSET为电压控制型器件。至丁为什么这么说，通过以下的介绍，读者应该都能够很清晰地认识。首先我们來讨论BJT作为开关时的相关理论和基本应用。图二所示

3、的电路中，我们从Q的基极注入电流Ib，那没将会有电流流入集电极，大小关系为：IlBIb。而至于BJT发射结电压Vbe，我们说这个并不重耍，因为只耍Ib存在且为正值时，这个结电压便一定存在并且基本恒定（约0.51.2V,一般的管子取0.7V左右），也就是我们所讲的发射结正偏。既然Ube是固定的，那么，如果BJT基极驱动信号为电压信号时，就必须在基极串联一个限流电阻，如图三。此时，基极电流为lB=（UUbe）/Rbo一般情况省略Rb是不允许的，因为这样的话Ib将会变得很大，造成前级电路或者是BJT的损坏。图二BJT开关基本形式图二BJT开关基本形式接下來进入我们最关心的问题：Rb如何选取。前而说到

4、过IlBIb，为了使晶体管进入饱和，我们必须增加Ib，从而使lc增大，Rc上的压降随之增大，氏到Rc上儿乎承受了所有的电源电压。此时，变得很小，约0.20.3V（对丁大功率BJT,这个值可能达到23V）,也就是我们所说的饱和压降Uces）。如果达到饱和时，我们忽略Uces,那么就有IcRl=3IbRl=VcCo也就是只要保证IbIc/3或Ib$Vcc/（BRl）时，晶体管就能进入饱和状态。我们现在回到文章开头的例子：Vcc=12V,集电极电流为5个LED并联的发光电流,以单个20mA算，lc=5X20二lOOmAc按照之前的取值，我们可以得到基极电流Ib（5-0.7）/10=0.43mA（假设

5、单片机为TTL电平输出）。那么要求BJT的N流电压增益应该满足BNIc/Ib233。很多读者会有疑问，这个B值应该是很容易满足的啊，为什么还会出现前面所讲的故障呢？我们看一下图四所示的曲线，这是我们常用的一款小信号BJT,型号为盯3904的冃流电压增益曲线。从图中可以看出，BJT的共射极苴流电压增益hFE（也就是通常意义下的B）不仅是温度的函数，而且与集电极电流有关。在一定的集电极电流范围内，基本为常数，室温下超过200：但是当集电极电流大丁一定值时，hFE就急剧下降。产生这一现象的机理我们任这里就不讨论了。回到前面的例子，如果这个BJT为MM盯3904,集电极电流达到近100mA,此时的B（

6、或hFE）已经下降到只有40左右了（事实上对于其他型号的大多数小信号BJT都有相同结论），我们反推一下允许的最大基极电阻值：Ib$100/40二2.5mA,Rb（5-0.7）/2.5二1.72KQ。125eC00125eC001相辔岀wmw-1Ta25c10.11101001000lc集电极电流（mA）图四直流电压增益与集电极电流Z间的关系而实际应用中，并不是越大越好，因为Ib对外电路来说是没有实质作用的,它仅仅是维持BJT可靠导通的必要条件。R越大，驱动部分的损耗也就越大，从而降低了电路的效率。另外，L的大小不仅决定了BJT能否可靠的导通，同时影响BJT的开关速度，这点后面将会提到。下而讨论

7、M0SFET,很多初学者对丁这种器件是相当陌生的。仍然是我遇到的一个案例，曾经有个同学刚刚接触机器人，他试图用M0SFET驱动机器人上的电机。他当时给我是这样描述的，他说不管单片机输出的是PWM波还是高电平信号，电机转速都很慢，并且M0SFET很烫，最终烧坏。当我看到图（图五）时，我没有说话，因为这样的电路可以看出，他对功率M0SFET基本上没有概念，在他看來，似乎就和BJT样使用。12V12V为了初步了解MOSFET,我们这里很有必要介绍一些必须的理论知识。这世仅讨论增强型MOSFET,并以N沟道器件为例。对丁分立的增强型MOSFET,衬底一般和源极接到一起，且栅极与衬底间为氧化层，实际上是

8、一层绝缘体。所以栅源之间的电阻非常大，静态时，儿乎没有电流流入栅极。这一点应该是大多数人都知道的。如图八，给MOSFET的漏源之间加上正偏电压，当栅源电压U：的增加到一定值（即阈值电压）时，开始有电流b流入漏极。随着的继续增加，Id增大,Rl上承受的电压也随之增大。当U：足够大时，&上承受了儿乎所有的电源电压，Id也达到一定的值而不再增加。此时MOSFET进入线性区，漏源之间有一个较小的压降。但需要注意的是，这个斥降和前面讲到的BJT的饱和压降不同，这个压降不是一个固定的值，而是与漏源之间的电流Id呈正相关（儿乎是线性）关系。这个电压可以这样计算：Vdsw二1皿。其中R“为导通电阻，是我们在商

9、品MOSFET的数据手册中常见的一个参数，它表征着MOSFET的导通损耗。VDDRl】DUi图六MOSFET开关基本形式从上面的分析可以得知，MOSFET作为开关时，我们只耍在栅源之间加一个足够大的电压，MOSFET就能充分导通。此时MOSFET的压降为漏源电流与导通电阻的乘积。不同功率的MOSFET,耍求的栅源电压不一样。对丁常见的T0220、T0252封装的功率MOSFET,通常取这个值为1015V。而对丁SOP8、S0T23等封装的低压MOSFET,这个值可以取得低一点。一般的数据手册会给出导通电阻随栅源电压变化的曲线。图七为常用的型号为A03400的低阈值功率MOSFET导通电阻随栅源

10、电压变化的曲线图。图七导通电阻与栅源电压Z间的关系我们注意到，图中指定了漏源电流为5A,这暗示着MOSFET的导通电阻同时与漏源电流有一定联系。我们再看图八，同样HTA03400的数据手册。不难看出，在较小时，九并不是一个常数，而是随着ID的增加而增大。原因就在丁我们前面提到的，讨论导通电阻R“时，应当使得MOSFET充分导通。漏源电流越大，使得MOSFET充分导通将会变得越困难，因为耍求的栅源电压就会越高。所以，当栅源电压不是足够大时，MOSFET并没有充分导通，MOSFET并没有进入线性区，所以导通电阻也就会同时依赖于漏源电流。60Id(A)o图八导通电阻受漏源电流影响的曲线60Id(A)

11、o图八导通电阻受漏源电流影响的曲线那乂读者或许会问，如果图五案例中的M0SFET改成低阈值的器件是不是就没有问题了呢？我们说不一定，因为至此，我们还没有涉及到M0SFET驱动电压该怎么加的问题。前而我们说栅源之间的电阻大到儿乎是绝缘体的电阻，那么栅极电阻&的取值可以很大或者很小应该都是没有问题的。而事实上当对开关速度没有耍求时，确实是这样的，对一般的M0SFET,&的取值从儿欧姆到上兆欧姆都是可以止常开启的。图五的案例如果不需要PW调速或者PW的频率很低时，把IRF540换成低阈值的M0SFET的话，或许正常工作是没有问题的。但是我们应该都清楚，M0SFET的栅极和漏源之间都是介质层，因此栅源

12、和栅漏之间必然存在一个寄生电容S和Ca,沟道未形成时，漏源之间也有一个寄生电容Cds,所以考虑寄生电容时，M0SFET的等效电路就成了图九的样子了。但是，我们从M0SFET的数据手册中一般看不到这三个参数，手册给出的参数一般是Gss、Coss和Crss,它们与Cgs、Ccd、Cos的关系如下:Ciss二Gs+CeGs短路时),Ciss二Gs+CeGs短路时),Crss二CgdrLJ图九考虑寄生电容时的M0SFET模型VDDTRl图十考虑寄生电容时的MOSFET驱动电路下面看一下这些寄生参数是如何影响开关速度的。如图十，当驱动信号Ux到來的一瞬间，由于MOSFET处丁关断状态，此时Qs和5上的电

13、压分别为IVO,Ugd二-Vd”Cgs和Cgd上的电荷量分别为Qgs二0,3二UgdCgiFVddCgd。接下來Ui通过Rg对Cgs充电，Ucs逐渐升高（这个过程中，随着升高，也会伴随着Cco的放电，但是由于Vdd远大TUcs，5不会导致栅电流的明显增加）。当达到阈値电压时，开始有电流过MOSFET（事实上，当还没有达到阈值电压时，已经有微小的电流流过MOSFET了），MOSFET承受的压降由原來的Vdd开始减小，Cgd上的电压也会随之减小，那么，也就伴随着的G放电。由于Cgd上的电荷量Qg二VmQ较大，所以放电的时间较长。在放电的这段时间内，栅极电流基本上用丁-Ca的放电，因此栅源电压的增加

14、变得缓慢。放电完成后，4通过&继续对Ccs和Cs充电（因为此时MOSFET己经充分导通，相当丁-Cgs和4并联），直到栅源电压达到匕，开启过程至此完成。图十一的曲线很好地描绘了导通过程中Ugs随时间变化的曲线。需耍注意的是，由丁驱动提供的不是电流源，所以实际上的曲线并非肖线，图十一仅代表上升趋势。Ui%Ui%图十一脉冲驱动FHOSFET栅源电压上升曲线同时，由上不难看出，Rg越大，寄生电容的充电时间将会越长。显然，Rg太大时MOSFET不能在短时间内充分导通。在高速开关应用中（如D类功放、开关电源），这个阻値一般取儿Q到儿十Q。然而，即使是低速情况下，&也不宜取得太大，因为过大的&会延长电容充

15、电的时间，也就是MOSFET从关断到充分导通的过渡时间。这段时间内，MOSFET处丁饱和状态（放大区），管子将同时承受较大的电压和电流，从而引起较大的功耗。但是&如果取得太小或者氏接短路的话，在驱动电压到来的一瞬间，由丁寄生电容上的电压为零，前级需要流过一个很大的电流，造成对前级驱动电路的冲击。现在我们应该很清楚图五案例中的错误之处了。第一点，单片机的输出电压不足以使得IRF540这种管子充分导通，因此图中的管子不是开关，而更像一个放大器；第二，单片机的10驱动能力不能满足PWM情况下导通速度的耍求，即使换成低阈值MOSFET,开启和关断的时间太长，MOSFET在这个过渡阶段同样需耍承受很大的

16、功耗。图十二为高速开关应用中常见的MOSFET驱动电路，以一对互补的BJT构成射随器的形式满足驱动电流的耍求。其中Q1用丁开启时对寄生电容的充电，Q2用丁关断时对寄生电容的放电。有时候我们需耍得到更快的关断速度，通常在栅极电阻R1上并联一个快恢复二极管，这样的话，放电回路将经过这个二极管而不是电阻。这样一个电路用到前面提到的案例中，就没有问题了。VCCD1图十二常用的高速驱动电路而在实际应用中，我们通常还会在MOSFET的栅源之间并联一个儿KQ到上白KQ的电阻（如图十三R2）,这是为了在输入栅源电压不确定时（如前级驱动电路失效），防止MOSFET处丁非理性状态。我们可以做这样一个实验：连接如图

17、十四的电路，我们会发现，即使栅极悬空，LED也会发光。这说明，栅源之间出现了高丁-阈值的电压，产生这一电压的原因是寄生电容上的残留电荷。残留电荷使得Ugs高丁阈值电压但乂不足以使MOSFET充分导通。结果是MOSFET工作在放大状态（饱和区），管子承受很大的功耗从而造成器件的损坏。这种现象更容易发生在低阈值电压的MOSFET中。为了防止这种情况发生，往往通过栅源间的并联电阻泄放寄生电容上的残留电荷。T)DI图十三增加泄放电阻的驱动电路5LED13mmIR1470RMlA03400图十四残留电荷导致MOSFET开启的实验电路以上讨论了BJT和MOSFET的相关内容。在现代的电子电路中，BJT通常

18、作为小信号开关管使用，而在功率开关中，MOSFET占据了绝大部分的市场。耍了解其中的原因，我们结合实例对这两种作为开关器件做一个比较。一、驱动损耗首先，己经提到过，BJT为电流控制型器件，作为开关时，开关电流的增加将会导致基极电流成比例地增加，这个比值最大不超过既定电流下的B,而不幸的是，大电流下，这个B往往比较小（一般为儿十共至小T10）,那么基极驱动电流带来的损耗将变得十分可观。如果换成MOSFET,静态情况下，当栅源电压达到设定值时，耍维持这一电压所需的驱动电流仅为栅源间漏电流，数量级为uA共至是pA,可以忽略不计。所以，从驱动损耗來看，MOSFET远小丁BJT。（这里仅分析静态或者低速

19、情况，高速情况下会变得比较复杂）。同时，BJT导通时的基极电流会造成发射结电压钳位。我们來看一下图十三。电路设计的初衷是这样的：当输入信号U,为高电平时，D1发光，D2熄灭，当输入信号匕为低电平时，D1熄灭，D2发光。也就是说，我们希望得到一组互补的输出信号。但是仔细看图，我们会发现，电路存在严重的问题。那就是当U,为低电平时，Q1截止，电流路径为+5V-R2-D1-R4-Q2基极,此时Q2导通,D2发光。然而，Q2导通的同时，会将基极电压钳位在IV左右,将会有电流流过DI,D1很可能不能完全熄灭。实验证明，如果D1为一个0805封装的普通发光二极管,即使图中的R4取到10KQ,D1也会存在微

20、亮。这个电路如果用來驱动的是光耦,而光耦后接其他驱动电路的话，很可能造成严重的故障。这便是基极电流造成的另一个弊端，如果这个电路中的Q2换成MOSFET的话,问题就解决了，但是需耍注意MOSFET的参数（要求MOSFET的阈值电压比较低）,并且根据前面提到的内容适当选取R1和R4的阻值。图十五BJT的B、E结钳位造成的故障二导通损耗接下來，我们看一下导通时的损耗。开关管导通时，对于BJT來说，存在一个近乎常量的饱和压降Uis,对不同功率级别的管子來说，这个值在儿白mV到儿V之间。而对T-MOSFET而言，这个压降等丁漏源电流Id和导通电阻Rn的乘积。一般的低压MOSFET,R“为儿mQ到儿百m

21、Q,而高压MOSFET的这个值约儿百mQ至IJ儿Q。下面举一个例子：某个应用中，需要开关管通过1A的电流，电源电压为5V。我们分别选择SOT23封装的BJT和MOSFET,BJT型号为SS8050（江苏长电），MOSFET型号为SI2302（VISHAY）o査找数据手册可知,SS8050的饱和压降UCE（:at）约0.5V,SI2302在栅源电压5V时的导通电阻为40mQ。那么两者的功耗分别为如下：对TBJT,Pq=Uce（“Ic二0.5W（对丁-S0T23能否承受这个耗散功率笔者表示质疑）；对TMOSFET,Px=rRor=0.04Wo显然，从导通损耗的角度上來说，MOSFET也远远优于BJ

22、T。正是由丁功率MOSFET具有极低的导通电阻，因此经常用作电源开关取代机械开关，同时也广泛用丁防反接保护电路替代二极管。但是我们需要特别注意的是,用MOSFET作开关或防反接保护器件时，不要忽视MOSFET内部寄生二极管的影响。如图十八a,我们在电路的电源和负载之间串接一个P沟道的MOSFET,当电源极性没有接反时，齐纳二极管D1使Ml的源极和栅极之间电压稳定在12V左右,Ml导通，负载正常供电。当电源极性接反时，D1正偏，MOSFET的源极和栅极间得到一个约-0.7V的电压，Ml截止，电源与负载断开。以上的分析听起来似乎没有问题，但是如果我们再看一下图十六b,问题就一目了然了。b图中画出來

23、MOSFET漏极和衬底间的寄生二极管，正是由于这个二极管的存在，使得我们希望得到的保护机制完全失效。当电源极性反接时，Ml内部的寄生二极管恰好正偏导通，使得负载和电源之间形成了我们不希累得到的通路。图十六c给出了防反接保护电路的正确形式。当电源极性正确时，电流经过Ml内部的寄生二极管使D1反偏击穿，Ml的源极和栅极之间得到+12V左右的电压，Ml导通。当电源极性接反时，Ml内部的寄生二极管也反偏截止，不存在任何从电源到负载的回路。上述讨论的都是MOSFET用于防反接保护的情况，但是如果用作电源开关，情况和上面讨论的恰恰相反，图十六c中，即使关断M1（R1的接地端改为接+24V）,寄生二极管仍然能够为负载提供供电通道。这个时候，应该选用图十六b中的电路形式，关断Ml时，寄生二极管是反偏的，电源到负载没有通路。MlIRF9530到负戟DI12VRl2K到负戟DI12VRl2K图十六MOSFET用于防反接保护电路图十七给岀了MOSFET用作电源开关时的完整电路。込为來白MCU或者数字逻辑输出的TTL电平（或者CMOS电平）信号，当U,为高电平时，Q1导通，R2、R3的分压使得Ml源极和栅极间得到12V左右的电压,Ml导通:Ui为低电平时,Q1截止，Ml的源极和栅极间没有电压差,M2截止,此时，R2用于泄放寄生电容上的电荷。对丁-不同的电源电压，适当改变R2、R3