基于OFDM系统信道估计的设计及仿真

1、-. z建筑大学毕业设计说明书毕 业 设 计 题 目 基于OFDM系统信道估计的设计与仿真 学院专业班级信息与控制学院通信10-1班学 生 姓 名 晓峰 性别男 指 导 教 师 王鑫 职称 讲师 2014年6月9日-. z摘要正交频分复用(OFDM)是一项关于高速无线传输的十分有吸引力的技术。这项技术通过把整个频带分成许多并行传输的窄子频带的方法来把多径迟延效应降至最小。这项技术已经在数字声音播送、数字陆地电视播送、无线局域网和高速蜂窝数据通讯等方面提出或采纳。信道估计是无线通信传输领域的一项关键技术，直接影响无线通信传输系统的性能。所谓信道估计，就是从接收数据中将假定的*个信道模型的模型参数

2、估计出来的过程。通过信道估计，接收机可以得到信道的冲激响应，从而为后续的相干解调提供所需的CSI。在OFDM系统的相干检测中需要对信道进展估计，信道估计的精度将直接影响整个系统的性能。本文首先简单介绍了 OFDM 系统的根本原理，开展历史以及实际应用。随后讲述了无线通信的一般特性，着重分析了时延和多普勒频移对系统的影响。最后针对 OFDM 系统的信道估计这一关键技术，介绍了基于导频序列的信道响应的频域估计和时域估计的法。关键词：OFDM；信道估计；导频符号；接收机-. zAbstract Orthogonal Frequency Division Multiple*ing (OFDM) is

3、a very attractive technology on high-speed wireless transmission.The technology through the whole frequency band is divided into many narrow sub-band method based on parallel transmission to minimize the effect of multipath delay.The technology has been proposed or adopted in the digital voice broad

4、cast, digital terrestrial television broadcast, high-speed wireless local area network (LAN) , cellular data municationsand other aspects .Channel estimation is a key technique in the field of wireless munication transmission, which impact on the performance of wireless munication transmission syste

5、m directly. The so-called channel estimation is assumed in the model receiving data from a channel model parameters estimated from the process.Through the channel estimation, the receiver can get the channel impulse response, which provide the CSI for subsequent coherent demodulation.In coherent det

6、ection of OFDM systems need to channel estimation, channel estimation accuracy will directly affect the performance of the whole system.First, this paper introduces the basic principle of OFDM system, the development history and the practical application. Then the paper tells the general characteris

7、tics of wireless munication, and then analyzes the time delay and doppler shift effect of the system. At last,in view of the key technology of channel estimation in OFDM system, the paperdescribes the frequency-domain and time-domain response which is estimated based on channel estimation pilot sequ

8、ences law.Key words: OFDM；channel estimation；pilot symbols；receiver-. z目录TOC o 1-3 h u HYPERLINK l _Toc390425950第一章绪论 PAGEREF _Toc390425950 h 1HYPERLINK l _Toc3904259511.1 OFDM系统的开展历史 PAGEREF _Toc390425951 h 2HYPERLINK l _Toc3904259521.2 OFDM技术的优缺点 PAGEREF _Toc390425952 h 2HYPERLINK l _Toc3904259531

9、.3 OFDM的应用 PAGEREF _Toc390425953 h 3HYPERLINK l _Toc3904259541.4本文主要工作及章节安排 PAGEREF _Toc390425954 h 4HYPERLINK l _Toc390425955第二章 OFDM系统的根本原理和参数选择 PAGEREF _Toc390425955 h 6HYPERLINK l _Toc3904259562.1 OFDM 系统的调制和解调原理 PAGEREF _Toc390425956 h 6HYPERLINK l _Toc3904259572.2 保护间隔和循环前缀 PAGEREF _Toc3904259

10、57 h 7HYPERLINK l _Toc3904259582.3 本章小结PAGEREF _Toc390425958 h 8HYPERLINK l _Toc390425959第三章 OFDM在无线信道中的传输 PAGEREF _Toc390425959 h 9HYPERLINK l _Toc3904259603.1 无线多径信道的分析 PAGEREF _Toc390425960 h 9HYPERLINK l _Toc3904259613.1.1 移动多径信道的参数 PAGEREF _Toc390425961 h 10HYPERLINK l _Toc3904259623.1.2 多径衰落类型

11、 PAGEREF _Toc390425962 h 11HYPERLINK l _Toc3904259633.2 无线信道对 OFDM 的影响 PAGEREF _Toc390425963 h 12HYPERLINK l _Toc3904259643.3 无线 OFDM 系统中的发射机和接收机 PAGEREF _Toc390425964 h 12HYPERLINK l _Toc3904259653.4 本章小结 PAGEREF _Toc390425965 h 13HYPERLINK l _Toc390425966第四章 OFDM的信道估计 PAGEREF _Toc390425966 h 14HYP

12、ERLINK l _Toc3904259674.1信道估计的重要性 PAGEREF _Toc390425967 h 14HYPERLINK l _Toc3904259684.2 信道估计的方法 PAGEREF _Toc390425968 h 14HYPERLINK l _Toc3904259694.3 导频形式的选择 PAGEREF _Toc390425969 h 16HYPERLINK l _Toc3904259704.4 频域信道传输函数的估计 PAGEREF _Toc390425970 h 17HYPERLINK l _Toc3904259714.5 时域信道冲击响应的估计 PAGERE

13、F _Toc390425971 h 19HYPERLINK l _Toc3904259724.6 本章小结 PAGEREF _Toc390425972 h 19HYPERLINK l _Toc390425973第五章 OFDM 系统信道估计算法仿真分析 PAGEREF _Toc390425973 h 20HYPERLINK l _Toc3904259745.1 IEEE802.11a 基带系统 PAGEREF _Toc390425974 h 20HYPERLINK l _Toc3904259755.1.1IEEE802.11a 基带系统构造框图 PAGEREF _Toc390425975 h

14、20HYPERLINK l _Toc390425976系统仿真框图 PAGEREF _Toc390425976 h 21HYPERLINK l _Toc3904259775.2 接收机性能 PAGEREF _Toc390425977 h 22HYPERLINK l _Toc3904259785.2.1 信道噪声 PAGEREF _Toc390425978 h 22HYPERLINK l _Toc3904259795.2.2 平坦慢衰落信道 PAGEREF _Toc390425979 h 23HYPERLINK l _Toc3904259805.3系统仿真 PAGEREF _Toc3904259

15、80 h 24HYPERLINK l _Toc3904259815.3.1 OFDM 的参数选择 PAGEREF _Toc390425981 h 24HYPERLINK l _Toc3904259825.3.2 仿真参数设计 PAGEREF _Toc390425982 h 25HYPERLINK l _Toc390425983仿真结果及分析 PAGEREF _Toc390425983 h 25HYPERLINK l _Toc390425984第六章技术经济分析 PAGEREF _Toc390425984 h 29HYPERLINK l _Toc390425985第七章结论 PAGEREF _T

16、oc390425985 h 31HYPERLINK l _Toc390425986参考文献 PAGEREF _Toc390425986 h 32HYPERLINK l _Toc390425987致 PAGEREF _Toc390425987 h 33附录一 中文译文附录二 英文资料原文-. z基于OFDM系统信道估计的设计与仿真第一章 绪论下一代移动无线通信系统的目标是实现无所不在的、高质量的、高速率的移动多媒体传输。但是为了实现这一目标，面临许多技术挑战。例如，移动无线通信系统面临的是十分恶劣的无线信道。稳健的移动无线通信系统不仅需要克制大的路径损耗，以及非常严重信号衰落，还要克制由于大的多

17、径时延扩展而引起的符号间干扰。而正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiple*ing, OFDM)技术则是一种很有前途的、可克制信道时延扩展的传输手段,所以被日益受到重视。目前移动通信已从模拟通信开展到数字通信阶段，并向软件无线电这一新的通信体系开展。目前，第三代移动无线网3G已进入实用化阶段，并形成了三大主要标准。但是，3G 满足不了未来无线通信的要求。于是，有人提出了 4G 的概念，并充分与INTERNET 技术相结合，互为利用，使之成为具有广阔应用前景的无线移动通信网络，并且在开发新频段的根底上充分提高频谱效率以满足大容量的通信要求。因此，各

18、种新的高效移动通信技术已成为研究热点，其中的正交频分复用Orthogonal Frequency Division Multiple*ing技术作为继第三代移动通信技术后4G的核心技术之一得到了广泛的研究。在数字音频播送(DAB)、高清晰度电视(HDTV)、卫星通信、 HFC (Hybrid Fiber Cable)网一种光纤/同轴混合网和移动通信中得到应用。OFDM 技术是多载波调制(Multi-Carrier Modulation, MCM)技术之一，它用减少和消除码间串扰的影响来克制信道的频率选择性衰落。所谓的OFDM就是将所要传输的数据流分成假设干个数据子流，每个子数据流具有低得多的传

19、输比特率，并且用这些数据流去并行调制假设干个相互正交的载波。目前， 这项技术已在许多高速信息传输领域得到应用，并且有可能成为下一代蜂窝移动通信系统的物理层传输技术。无线通信道的多径衰落，多普勒效应及加性噪声等问题，一直是影响通信系统性能的重要因素。本文主要针对无线信道对OFDM系统的影响及OFDM的信道估计问题展开研究。1.1 OFDM系统的开展历史近些年来， 以正交频分复用OFDM为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为假设干个独立的子比特流，每个子数据流将具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率多状态符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送

20、的传输系统。OFDM是多载波传输方案的实现方式之一，在许多文献中OFDM也被称为离散多音DMT调制。OFDM 利用逆快速傅立叶变换IFFT和快速傅立叶变换FFT来分别实现调制和解调，是实现复杂度最低，应用最广的一种多载波传输方案。除了OFDM方式之外，人们还提出了许多其他的实现多载波调制的方式， 如矢量变换方式，基于小波变换的离散小波多音频调制DWMT方式等，但这些方式与OFDM相比，实现复杂度相对较高，因而在实际系统中很少采用。OFDM的思想最早可以追溯到20世纪50年代末期。60 年代，人们对多载波调制作了许多理论上的工作，论证了在存在符号间干扰的带限信道上采用多载波调制可以优化系统的传输

21、性能；1970 年1月有关OFDM 的专利被首次公开发表；1971年Weinstein和Ebert 在IEEE杂志上发表了用离散傅立叶变换实现多载波调制的方法；80 年代，人们对多载波调制在高速调制解调器，数字移动通信等领域中的应用进展了较为深入的研究。但是由于当时技术条件的限制，多载波调制没有得到广泛的应用；90 年代，由于数字信号处理技术和大规模集成电路技术的进步，OFDM技术在高速数据传输领域受到了人们的广泛关注.。今天，OFDM已经在欧洲的数字音视频播送(如DAB和DVB)，欧洲和北美的高速无线局域网系统(如HIPERLAN2,IEEE802.11a)以及高比特率数字用户线(如ADSL

22、,VDSL) 中得到了广泛的应用。目前，人们正在考虑在基于IEEE802.16 标准的无线城域网, 基于IEEE802.15 标准的个人信息网以及未来的下一代无线蜂窝移动通信系统中使用OFDM技术。1.2 OFDM技术的优缺点OFDM 技术得到广泛应用的主要原因是它有很多优点：1在窄带带宽下也能够发出大量的数据。2OFDM 技术能够持续不断地监控传输介质上通信特性的突然变化，由于通信路径传送数据的能力会随时间发生变化，所以 OFDM 能动态地与之相适应，并且接通。3该技术可以自动地检测到传输介质下哪一个特定的载波存在高的信号衰减或干扰脉冲，然后采取适宜的调制措施来使指定频率下的载波进展成功通信

23、。4OFDM 技术特别适合使用在高层建筑物、居民密集和地理上突出的地方以及将信号散播的地区。5OFDM 技术的最大优点是对抗频率选择性衰落或窄带干扰。在单载波系统中，单个衰落或干扰能够导致整个通信链路失败，但是在多载波系统中，仅仅有很小一局部载波会受到干扰。对这些子信道还可以采用纠错码来进展纠错。6可以有效地对抗多径传播所造成的符号间干扰，其实现复杂度比采用均衡器的单载波系统小。当信道中因为多径传输而出现频率选择性衰落时，只有落在频带凹陷处的子载波以及其携带的信息受影响，其他的子载波未受损害，因此系统总的误码率性能要好得多，适用于多径环境和衰落信道中的高速数据传输。7通过各个子载波的联合编码，

24、具有很强的抗衰落能力。OFDM 技术本身已经利用了信道的频率分集，如果衰落不是特别严重，就没有必要再加时域均衡器。通过将各个信道联合编码，则可以使系统性能得到提高。8OFDM 技术抗窄带干扰性很强，因为这些干扰仅仅影响到很小一局部的子信道。9可以选用基于 IFFT/FFT 的 OFDM 实现方法；10信道利用率很高，这一点在频谱资源有限的无线环境中尤为重要；当子载波个数很大时，系统的频谱利用率趋于 2Baud/Hz。11在变化相对较慢的信道上 OFDM 系统可以根据每个子载波的信噪比来优化分配每个子载波上传送的信息比特，从而大大提高系统传输信息的容量。12在播送应用中,利用OFDM系统可实现有

25、吸引力的单频网络。与传统的单载波传输系统相比OFDM 的主要缺点在于：1OFDM 对于载波频率偏移和相位噪声的敏感程度比单载波系统要高。2OFDM 系统中的信号存在较高的峰值平均率比PAR，会导致射频放大器的功率效率减小1。1.3 OFDM的应用由于技术的可实现性，在二十世纪90年代，OFDM广泛用于各种数字传输和通信中，如移动无线FM信道，高比特率数字用户系统HDSL，不对称数字用户线系统ADSL，甚高比特率数字用户线系统VHDSL，数字音频播送系统DAB，数字视频播送DVB和HDTV地面传播系统。1999年，IEEE802.11a通过了一个5GHz的无线局域网标准，其中OFDM调制技术被采

26、用为物理层标准，使得传输速率可达54Mbps。这样，可提供25Mbps的无线ATM接口和10Mbps的以太网无线帧构造接口，并支持语音、数据、图像业务。这样的速率完全能满足室、室外的各种应用场合。欧洲电信组织的宽带射频接入网的局域网标准Hiperlan/2也把OFDM定为它的调制标准技术。2001年，IEEE802.16通过了无线城域网标准，该标准根据使用频段的不同，具体可分为视距LOS和非视距NLOS两种。其中，使用2-11GHz许可和免许可频段，由于在该频段波长较长，适合非视距传播，此时系统会存在较强的多径效应，而在免许可频段还存在干扰问题，所以系统采用了抵抗多径效应、频率选择性衰落或窄带

27、干扰上有明显优势的OFDM调制，多址方式为OFDMA。而后，IEEE802.16的标准每年都在开展，2006年2月，IEEE802.16e移动宽带无线城域网接入空中接口标准形成了最终的出版物。当然，采用的调制方式仍然是OFDM。2004年11月，根据众多移动通信运营商、制造商和研究机构的要求，3GPP通过被称为LTE即3G长期演过的理想工作。工程以制定3G演进型系统技术规作为目标。3GPP经过剧烈的讨论和艰辛的融合，终于在2005年12月选定了LTE的根本传输技术，即下行OFDM；上行SC单载波-FDMA。OFDM由于技术的成熟性，被选用为下行标准很快就达成了共识。而上行技术的选择上，由于OF

28、DM的顶峰均比PAPR使得一些设备商认为会增加终端的功放本钱和功率消耗，限制终端的使用时间，一些则认为可以通过滤波，削峰等方法限制峰均比。不过，经过讨论后，最后上行还是采用了SC-FDMA方式。拥有我国自主知识产权的3G标准TD-SCDMA在LTE演进方案中也提出了TD-CDM-OFDM的方案。1.4本文主要工作及章节安排本文从无线通信的现状和开展出发，回忆了移动通信的开展历史和技术特点，比照了单载波调制和多载波调制的优缺点，系统地分析阐述了 OFDM 作为多载波调制的重要实现形式在未来移动通信中的重要地位。正文主要进展了如下的分析与研究：首先分析了OFDM系统的调制和解调原理、保护时间间隔和

29、循环前缀。接着从信道方面，对OFDM在无线信道中的传输作了详细的分析，其中包含了无线多径信道的分析、无线信道对OFDM的影响、无线OFDM系统的发射机和接收机方面知识。然后通过认知信道估计的重要性，着重分析信道估计的方法、导频形式的选择，以及时域和频域信道传输函数的估计。最后通过Matlab软件，在选择好系统参数的情况下，进展仿真实验，得出仿真结果，并进展深入分析，得出最终的结果。第二章 OFDM系统的根本原理和参数选择2.1 OFDM 系统的调制和解调原理每个 OFDM 符号是多个经过调制的子载波信号之和，其中每个子载波的调制方式可以选择相移键控PSK或者正交幅度调制(QAM)。如果用 N

30、表示子信道的个数，T表示符号的宽度,di( i=0, 1,L,N-1)是分配给每个子信道的数据符号，fc是载波频率，则从t = ts 开场的 OFDM 符号可以表示为：, 2-1在很多文献中，经常采用如下所示的等效基带信号来描述 OFDM 的输出信号:, 2-2其中式(2-2)的实部和虚局部别对应于OFDM符号的同相和正交分量，在实际中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘，构成最终的子信道信号和合成的 OFDM 符号。图 2-1 给出了 OFDM 系统的调制和解调的框图，图中假定ts = 0. 图 2-1 OFDM 的调制和解调框图在图2-2中给出了一个OFDM符号包括4个子载波的

31、实例。其中所有的子载波都具一样的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个子载波的幅值和相位都可能是不同的。从图2-2可以看到，每个子载波在一个OFDM 符号周期都包含整数倍的周期，而且各个相邻子载波之间相差1个周期。由图2-2可以看出，各子载波信号之间满足交性。 图2-2 包含4个子载波的 OFDM符号 这种正交性还可以从频域角度理解。从 OFDM 各个子载波信号的频谱图可以看出,在每一子载波频率的最大值处，所有其他子信道的频谱值恰好为零。也就是说，OFDM 各子载波信号之间的正交性防止了子信道间干扰(ICI)的出现。接收端第K路子载波信号的解调过程为：将接收信号与第K路的解调

32、载波相乘，然后将得到的结果在OFDM 符号的持续时间T进展积分,即可获得相应的发送信号dk2。2.2 保护间隔和循环前缀在OFDM系统中，为了最大限度地消除符号间干扰，在每个OFDM符号之间要插入保护间隔,该保护间隔长度Tg 一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔，可以不插入任何信号，即保护间隔是一段空闲的传输时段。然而在这种情况下，由于多径传播的影响，会产生信道间干扰ICI，即子载波之间的正交性遭到破坏，使不同的子载波之间产生干扰。为了消除由于多径传播造ICI，可以将原来宽度为T的OFDM符号进展周期扩展，用扩展信号来填充保护间隔。如

33、图2-3所示，保护间隔的信号称为循环前缀(Cyclic prefi*)。由图2-3可以看出，循环前缀中的信号与OFDM符号尾部宽度为Tg 的局部一样。在实际系统中OFDM符号在送入信道之前，首先要参加循环前缀，然后送入信道进展传送。在接收端，首先将接收符号开场的宽度为Tg的局部丢弃，将剩余的宽度为T的局部进展傅立叶变换，然后进展解调。通过在OFDM符号参加循环前缀可以保证在FFT周期OFDM符号的延时副本所包含的波形的周期个数是整数。这样，时延小于保护间隔Tg的时延信号就不会在解调的过程中产生ICI。 图2-3 具有循环前缀的OFDM符号2.3 本章小结本章主要讲了 OFDM 系统的开展历史，

34、应用及其优缺点。着重介绍 OFDM 系统的根本原理，信号产生过程，如何利用 IFFT/FFT 调制和解调，参数选择包括比特速率、带宽、最大时延扩展，还有保护间隔和循环前缀的概念和选取，及其对正确传输信息起到的作用。使读者总体上对 OFDM 系统有一定的了解。第三章 OFDM在无线信道中的传输在无线通信系统中，由基站发射机到移动台的无线连接为前向或下行(Downlink);而由移动台到基站接收机的无线连接则称反向或上行(Uplink)。典型地，前向和反向被分成不同类型的信道。无线电信号无论是在前向，还是在反向的传播，都会以多种方式受到物理信道的影响3。由于无线信道的复杂性，一个通过无线信道传播的

35、信号往往会沿一些不同的路径到达接收端，这一现象称为信号的多径传输。虽然电磁波传播的形式很复杂，但一般可归结为反射、绕射和散射三种根本传播方式。移动通信中的信道是一种时变信道。无线电信号通过移动信道时会受到各个方面的衰减损失，接收信号功率可表示为:, 3-1式中 d 表示距离向量，其绝对值同表示移动用户与基站的距离。上式表示信道对无线电信号的影响可归纳为三类：1自由空间的路径损失(也称传输损失)|d|-n，也被称为大尺度衰落，其中n一般为3 - 4。2阴影衰落S(d):由传输环境中的地形起伏、建筑物和其它障碍物对电波的阻塞而引起的衰落，被称为中等尺度衰落。3多径衰落R(d) :由移动传播环境中的

36、多径传输，因此造成信号经过多条路径到达接收端，而每个信号分量的时延、衰落和相位都不一样，因此在接收端对多个信号分量叠加时，会造成同相增加，异相减小的现象，这也称为小尺度衰落。此外，由于移动台的运动，还会使得无线信道呈现出时变性，其中一种具体表现就是出现多普勒频移(Doppler Frequency Shift)。自由空间的传播损耗和阴影衰落主要影响到无线区域的覆盖，通过合理的设计就可以消除这种不利的影响。3.1 无线多径信道的分析在讨论多径衰落信道之前，先简单介绍一下前两种衰落：1无线信道的大尺度衰落无线电波在自由空间传输，其信号功率会随着传播距离的增加而减小，这会对数据速率以及系统性能带来不

37、利的影响。如果不采用其它特殊技术，则数据的符号速率以及电波的传播围都会受到很大的限制。但是在一般的蜂窝系中，由于小区的规模相对较小，所以这种大尺度衰落对移动通信系统的影响不需要单独加以考虑。2无线信道的阴影衰落当电磁波在传播路径中遇到起伏地形、建筑物和高大的树林等障碍物的阻塞时，在这些障碍物的后面产生电磁场的阴影。移动台在移动过不同的障碍物的阴影区时，接收天线接收信号的场强中值会发生变化，从而引起衰落，这种衰落称为阴影衰落。与多径衰落相比，阴影衰落是一种宏观衰落，是以较大的空间尺度来衡量的，其衰落特性呈对数正态分布，其中接收信号的局部场强中值变化的幅度取决于信号频率和障碍物状况，频率较高的信号

38、比频率较低的信号更加容易穿透障碍物，而低频信号比拟高频率的信号具备更强的绕射能力。3.1.1 移动多径信道的参数下面先介绍多径信道的一些参数：时延扩展、相干带宽、多普勒扩展和相干时间，以便更好地了解信道的特性。时延扩展和相干带宽是用于描述本地信道时间色散特性的两个参数。在时域中，脉冲信号经过多径传播后，由于路径不同，因而到达时间不同，假设发射一个脉冲，则接收信号中包含了各延迟信号，其脉冲的宽度就要增加，这种现象称为时延扩展。而相干带宽是从时延扩展得出的一个确定关系值，是指在一个特定频率围，两个频率分量有很强的幅度相关性，它表征的是信号中两个频率分量根本相关的频率间隔，也就是说衰落信号的两个频率

39、分量，当频率间隔小于相干带宽时，它们是相关的，其衰落具有一致性。当频率间隔大于相关带宽时，它们就不相关了，其衰落具有不一致性。前面两个参数并未提供描述信道时变特性的信息。这种时变特性或是由移动台与基站间的相对运动引起的，或是由信道路径中物体的运动引起的。多普勒扩展和相干时间就是描述小尺度信道时变信道的两个参数。多普勒扩展BD是谱展宽的测量值， 这个谱展宽是移动无线信道的时间变化率的一种度量。多普勒扩展被定义为一个频率围，在此围接收的多普勒谱有非零值。如果基带信号带宽远大BD，则在接收机端可忽略多普勒频率扩展的影响，此时的信道是一个慢衰落信道。相干时间TC是多普勒扩展在时域的表示，用于在时域描述

40、信道频率色散的时变特性，则TC = 1 / fm,fm是最大多普勒频率。它是信道冲击响应维持不变的时间间隔的统计平均值。换句话说，相干时间就是指在一段时间间隔，在此间隔，两个到达信号有很强的幅度相关性。如果基带信号带宽的倒数大于信道相干时间，则传输中基带信号可能会发生改变，导致接收机信号失真4。3.1.2 多径衰落类型当信号通过移动无线信道时，其衰落类型决定于发送信号特性和信道特性， 信号参数带宽，符号间隔及信道参数 (时延扩展，多普勒扩展) 决定了不同的发送信号将经历不同的衰落。移动无线信道的时间色散和频率色散可能产生四种不同的效应，这些是由信号参数及信道特性决定的。多径的时延扩展会引起时间

41、色散及频率选择性衰落，而多普勒扩展会引起频率色散及时间选择性衰落，这两种机制彼此是独立的。如上所述，多径衰落信道存在着两种扩展：多径效应引起的时间上的时延扩展，多普勒效应引起的多普勒频谱扩展。时延扩展使接收信号在时域上的波形展宽，多普勒频谱扩展使接收信号在频域上的频谱展宽。这是移动通信的信道的电波传播特性分别在时域和频域上的表现。如果移动无线信道带宽大于发送信号带宽，且在带宽围有恒定的增益及线性相位，则接收信号就会经历平坦的衰落过程。在平坦的衰落情况下，信道的多径效应使发送信号的频谱特性在接收机仍保持不变。然而，由于多径效应导致信道增益的起伏，使接收信号的强度会随着时间变化。平坦衰落信道即幅度

42、变化的信道，可看成窄带信道，这是因为信号带宽比平坦衰落信道的带宽窄得多，即 BsBc 。根据信号与信道变化快慢的比拟，信道可分为快衰落信道和慢衰落信道，在快衰落信道中，信道的冲击响应在符号周期变化很快。即信道的相干时间比信号周期短。由于多普勒扩展引起频率色散也称为时间选择性衰落导致信号失真。从频域上看，信号失真随发送信号带宽的多普勒扩展的增加而加剧。产生快衰落的条件为：BsBd 。3.2 无线信道对 OFDM 的影响OFDM 的并行多载波构造及循环前缀的参加使得系统对多径时变有很强的适应性，但是循环前缀的参加会加大通信开销，使传输效率降低。子载波数目的增多也使系统的复杂度增大。上节所述，由于无

43、线信道对系统的影响主要来自多径时延和多普勒频移，下面主要讲无线多径信道中时延和多普勒频移对 OFDM 的影响。OFDM 系统中，子载波数目为N ，系统的采样间隔为TS,循环前缀的长度为 Tg，选择这些参数是很关键的。为了到达更好的性能，应该使每个子载波尽量到达频率非选择性慢衰落。系统带宽B = 1/TS,子载波带宽为1/(NTS)。首先，由于循环前缀的参加会带来信噪比损失：LOSS=NTS/(NTS+Tg),因此应该让循环前缀的长度和符号长度相比尽量的小，这样才能减小信噪比的损失。循环前缀选取和信道多径时延有很大的关系，应选取NTS = ,或者说是子载波的数目N =B，但如果 OFDM 符号长

44、度过大，则可能导致由多普勒扩展引起的子信道频率间干扰过大，由慢衰落的定义，可知当子载波的带宽比多普勒频移fd大很多时，系统对多普勒展宽和相关的子信道频率间干扰并不敏感，因此子载波的个数应该满足：fd = 1/(NTS)。多普勒频移引起的 ICI 加性干扰噪声对信道估计的性能有很大影响，随着 ICI 功率的增加信道估计的性能会迅速下降。所以要控制多普勒频移在一定的围。对于平坦信道，当导频符号CP的长度不够时，多径时延将带来 ISI 和 ICI，由此引发的干扰噪声将影响 OFDM系统。3.3 无线 OFDM 系统中的发射机和接收机OFDM系统发射机和接收机的典型构造如图3-1所示，图3-1的上半局

45、部是发送机的框图，下半局部是接收机的框图，因为IFFT和FFT的运算步骤非常相似，可以用一样的硬件来实现。因此将实现IFFT和FFT 运算的局部放在了同一个方框图中。一般来说，在实际的OFDM系统中，发送机在IFFT 调制前包括前向纠错编码、交织、QAM制、导频插入、串7并变换等。在IFFT 模块的后面包括并7串变换、插入循环前缀、加窗数7模变换、射频调制和放大等。接收机包括射频放大和解调、模7数变换、定时同步、并变换FFT 解调、信道纠正、QAM解调、交织、纠错码译码等。图 3-1 OFDM系统发射机和接收机的构造3.4 本章小结本章中首先分别讨论了无线信道对接收信号造成的大尺度衰落、阴影衰

46、落以及小尺度衰落。对于大尺度衰落，给出了信号功率会随着传播距离的增加而减小的结论;对于阴影衰落，给出了信号的频率对阴影衰落的影响；最后，较详细的讨论了小尺度衰落的影响，其中包括时延扩展以及多普勒频移对信号的影响。第四章 OFDM的信道估计由前几章，了解了 OFDM 的根本原理以及信道特性，下面将介绍信道估计的方法，因为信道估计对正确恢复信号有很大作用7。本文将着重介绍基于导频的信道估计方法。4.1信道估计的重要性无线通信系统的性能很大程度上受到无线信道的影响。无线信道和固定信道相比更为复杂，具有随机不可预测性。举例来说，模拟有线信道的典型信噪比为 46dB，也就是说信号电平要比噪声电平高出40

47、000倍，而且有线信道的传输质量可以通过选择更好的材料和加工工艺得到保证，在有线传输噪比的波动通常不超过 1-2dB，与此相对的是移动无线信道号强度的深度衰落司空见惯，甚至可达 30 多个 dB，在城市环境中，一辆快速行驶的车辆上的移动台在一秒钟之显著的衰落可以到达数十次。未来移动通信技术的开展和应用，越来越依赖与对无线信道的了解和掌握，这就要求我们对无线信道进展估计和预测。从已有的研究和将来的开展需要看，对无线信道的估计和预测可以分成 3 种类型:适合于滤波处理的信道统计特性估计、适合于自适应技术的信道平稳特性实时估计和预测、适合于信道利用技术的传输特性的精细估计和预测。对于 OFDM 系统

48、来说，主要采用第三种技术估计信道传输函数。4.2 信道估计的方法在移动通信系统中，调制方式分为差分调制和相干调制，在差分调制中，信息是由相邻两个符号的差来编码的，可以不需要信道估计，并使系统减少了复杂度，但相对而言数据传输率较低。在 OFDM 系统中，接收端须知信道的信息， 而移动信道属于多径衰落信道，OFDM 系统中每个子载波在传输的过程中其幅度和相位都会随载波频移，相位噪声，定时偏移等因素而变化，在时域和频域引起衰落，产生码间干扰，降低了系统性能。因此如何在接收时能检测出这些变化的因素已成为能否准确地解调原信号的关键，这正是信道估计器要解决的问题。目前，信道估计的方法有许多种，主要有两类：

49、一类是盲估计，根据信号在时间或频率上的相关性对信道进展估计，如线性最小均方误差LMMSE估计，最小二乘LS估计，此类估计需要所有 N 个子载波的相关性，算法复杂，计算量大，估计器构造复杂，已有人分别对上述两种算法进展了改良，降低了复杂性，最小均方误差MMSE性能较好，但复杂性高，最小二乘LS复杂性较低，但性能不如 MMSE。另一类是基于导频方式的估计，是本文主要介绍的方法，此类信道估计的常用方法有两种：基于导频信道的估计和基于导频符号的估计。基于导频信道的方法是在系统中设置专用导频信道来发送导频信号 。由于 OFDM 系统具有时频二维构造，因此采用导频符号辅助信道估计更加灵活。所谓的基于导频符

50、号的信道估计是指在发送端的信号中的*些位置插入一些接收端的符号或序列，接收端利用这些信号或序列受传输衰落影响的程度，根据*些算法来估计信道的衰落性能，当然也可以用 MMSE 和 LS 算法， 这一技术叫作导频信号辅助调制 (PSAM), 在各种衰落估计技术，PSAM 是一种有效的技术。在单载波系统中，导频符号或序列只能在时间方向上插入， 在接收端提取导频信号估计信道的冲击响应h(t,)。而在多载波系统中，导频信号可以在时间和频率两个方向上插入，在接收端可提取导频信号估计信道的传递函数H (f,t)。只要导频信号在时间和频率方向上间隔对于信道带宽足够少，就可以采用二维插滤波的方法来估计传递函数H

51、 (f,t)，也可以采用别离的一维估计。 在 OFDM 系统中，信道估计器的设计主要有两个问题：一是导频信号的选择，由于无线信道常常是衰落信道，需要不断对信道进展跟踪，因此导频信号也必须不断的传送。 二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计器的设计，在确定导频发送方式和估计准则条件下，寻找最正确的信道估计器构造。 在实际设计中，导频信息的选择和最正确估计器的设计通常又是相互关联的。因为估计器的性能与导频信息的传输方式有关。然而，在多载波 OFDM 系统中，由于多址接入，必然受到信道干扰，加性噪声和窄带干扰，即使在插入导频信号的情况下对信道的估计也是很困难的。 因此，在保证系统容量、

52、性能、可靠性的前提下，采用有效的估计方法可使系统性能得到明显的提高。另外，有一种基于直接序列扩频的导频编码方式，其信号在 FFT 变换前的时域表示式为：*(n) = a(n)c1+c2其中c1，c2为相互正交的扩频码，这种方式适合于多径频率选择性快衰落信道。4.3 导频形式的选择基于导频符号信道估计的 OFDM 系统 ，其导频形式的选择决定于两个重要的参数，最大速度决定最小相干时间和最大多径时延决定最小相干宽。为了能够跟上传输函数的时频变化，导频符号应该放置得足够近，但导频符号又不能太多，这样一来会降低数据速率，因而必需综合考虑。导频符号由特定的 OFDM 子载波传播 ，其在 OFDM 帧中位

53、置是一定的。在接收端，对信道的估计可以看作对信道冲击响应H(k)的二维采样，采样必须满足采样定理。因此，导频符号的最低密度由 Nyquist 频率确定，即 Nt = 1/2fma*, Nf = 1/2fDTS 。图 4-1 导频形式示意图图 4-1a是梳状的导频形式，导频信号均匀地分布于每个 OFDM 符号，即每个符号具有一样的导频信号，假设这两种导频形式的有效载荷一样，梳状的导频形式有较高的重复传输率，在一个 OFDM 符号，只有一些子载波包含有导频信号，数据信息信道响应的估计可以通过相邻导频子载波获得。因而它适合于快衰落信道。这种形式相对于块状的导频形式来说对频率选择性衰落是敏感的，也就是

54、说，导频信号的在频率方向上的间隔应比信道的相关带宽小得多。b是块状的导频形式，在*一特定的 OFDM 符号全是导频信号，导频信号是周期性的发送的，这种形式特别适合于慢衰落信道，因为在*一个符号的子载波全都是导频 ，信道插不需在频率方向上进展，相对于频率选择性衰落不敏感。c是散布的导频形式，导频信号均匀的分布于时间和频率两个方向上， 它比前两种形式可用较少的导频数，并且具有较好的性能，它能更好的跟踪信道的变化。如将以几种方式混合使用，可以到达更好的效果，如图 4-2 的导频插入类型。图 4-2 散布的导频示意图4.4 频域信道传输函数的估计频域信道传输函数估计的系统模型如图 4-3 所示， 二进

55、制信息和插入的导频信号通过编码映射成QAM信号。经过IDFT变换将长度为N的*(k)变成时域信号*(n), n = 0,1N， 4-1参加保护间隔后的信号为：4-2式中 N 为子载波数，Ng 为保护间隔，当信号通过频率选择性时变衰落信道时，收到的信号为：4-3w(n)为加性白高斯噪声，h(n)为信道的冲击响应。图 4-3 频域信道估计系统模型去掉保护间隔，假设没有多址干扰，符号间干扰及子载波间干扰。则接收信号可表示为，将进展DFT变换得： 4-4y(n)经 DFT 后 从 Y(k)中抽取导频信号 Yp(k) 而发送的导频信号 *p(k)是的，因而可以得到导频信号位置的信道响应估计 He(K)：

56、 k = 0,1N-1 4-5 得到导频信号位置的信道传输函数的估计值后 数据位置的信道响应可通过相邻导频信号信道响应插得到。 如图 4-4，在接收端，输入信号经过 FFT 变换后得到数据Y(k)，从Y(k)抽取导频位置的数据Yp(k)，根据的导频数据Yp(k)得到导频位置的信道响估值He(k)，再通过时频方向上的插得到所有位置的信道响。图 4-4 信道估计框图4.5 时域信道冲击响应的估计图 4-5 改良的时域信道估计的方法如图4-5，在此算法中，把一个 OFDM 符号间隔分成L个等长的子间隔，并假设多径时延在一个OFDM 符号不变，并且信号幅度和相位在一个子间隔的变化可忽略，并把接收信号分

57、为两局部，即长期衰落(慢衰落)rl (t)和短期衰落快衰落)rs(t)，此时的接收信号表示为：r(t) = rl (t)rs(t)，在信噪比拟低时，两种估计方法的性能相近，在信噪比拟高时，时域估计的性能优于频域估计的性能，这是因为信道响应的变化更多地被时域估计的方法所识别，时域估计的方法在快衰落环境和慢衰落环境均具有较好的性能。4.6 本章小结本章主要介绍了基于导频序列的信道估计方法，列举了几种导频形式的特点，分析了信道的频域估计算法和时域估计算法5。第五章 OFDM 系统信道估计算法仿真分析有了前几章的知识容准备，在此根底上本章将对基于导频符号信道估计的OFDM系统进展仿真。使用的仿真软件：

58、Matlab7.1.0仿真软件7。仿真所采用的系统是参照基于WLAN IEEE802.11a 协议的基带系统。5.1 IEEE802.11a 基带系统IEEE802.11a 协议是物理层采用了OFDM 调制技术的一个无线局域网协议，工作在 5GHz 的U-NII(Unlicensed-National Information Infrastructure)射频频段。IEEE802.11a 标准采用正交频分多路复用(OFDM)技术，能进一步提到频带利用率8。同时 OFDM 技术将多个低速子载波组合成一个高速传输信道，从而进一步提高数据传输速率。IEEE802.11a 同时提供了8个不重叠的信道，

59、这使得 IEEE802.11a 已成为现代无线局域网最可靠、最高效的解决方案。5.1.1IEEE802.11a 基带系统构造框图图 5-1 IEEE802.11a 基带系统构造框图 如图 5-1 示，IEEE802.11a 将二进制数据通过卷积编码，交织，调制映射，将二进制序列组映射为星座图中对应的点的复数表示。通过离散傅立叶反变换(IDFT)将数据的频谱表达式变换到时域。IFFT 变换和 IDFT 变换的作用一样，只是具有更高的计算效率，所以更适于实际的应用系统。通过插入循环前缀引入保护间隔，能有效地对抗多径时延带来的 ISI。 IEEE802.11a 协议定义了八个可用的射频信道。每个信道

60、的最大传输速率为54Mbps，然而能到达的最大用户数量吞吐量只有这个数值的一半，而且该吞吐量是同一信道所有用户共享的在数据通信中，吞吐量是指在给定时间，从一个地点成功传送到另一个地点的数据总量。5.1.2系统仿真框图本文仿真是在 Matlab7.1.0 环境下所做的，仿真的系统是根据 IEEE802.11a 协议标准所搭建的模块系统。OFDM 系统的仿真步骤如图 5-2 所示。图 5.2 系统仿真步骤图5.2 接收机性能在仿真之前，如果不讨论信道噪声及信道衰落如何影响无线接收机的性能，则数字调制技术的研究将是不完整的。由于数字无线通信系统输入输出的二进制运算随时间随机变化，因此系统性能按照平均