新光电第五章第三、四、五节

1、第五章第三节光电检测(jin c)电路的动态设计第三节 光电检测电路的动态设计光电器件由于自身惯性和检测电路耦合电容、分布电容等非电阻性参数的存在，光电检测电路需要一个(y )过渡过程才能对快速变化的输入光信号建立稳定的响应。在光电器件以各种耦合方式和电路器件组成检测电路时，其综合动态特性不仅与光电器件本身有关，而且还取决于电路的形式和阻容参数，需要进行合理的设计才能充分发挥器件固有性质，达到预期动态要求。工程上描述检测通道频率响应的参数是通道的通频带f，它是检测电路上限和下限截止频率所包括的频率范围。 f 越大，信号通过能力越强。共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计 一

2、、光电检测电路的带宽 带宽在低噪前放及耦合电路设计中是一个重要参数。探测系统所接收信号光功率频谱范围有限，而噪声频谱范围无限。在保证信号有效带宽前提(qint)下，限制光电检测电路通频带可有效抑制噪声。电路带宽选择原则：保持信号频谱中绝大部分能量通过而削掉部分频谱能量较低的高频分量，同时对信噪比和信号失真折衷考虑。例如，检出正弦调幅信号，带宽只要能通过中心频率加边频分量即可。对于调频信号则可近似取为： (5-55) 式中， fm为所需带宽；MF是FM调制系数； f是负载波引起的频移。共六十六页第五章第三节光电检测(jin c)电路的动态设计对于脉冲信号，其主要频谱能量集中在f = 01/以内(

3、y ni)，(为脉冲宽度)。在实际系统中，从提高信噪比的角度考虑，并不要求保持脉冲信号的形状。所以通常按实际需要牺牲高频分量，保持必要的脉冲特性。也有少数系统要求保持脉冲形状不失真或失真很小，这就要求能通过较多的高频分量。 共六十六页第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计放大器对矩形脉冲的响应特性(txng)与放大器带宽有关，图5-16说明了所需保持的脉冲波形和电路的3dB带宽f之间的关系。矩形脉冲脉宽越窄，要求放大器的带宽就越宽。否则脉冲将被展宽，其幅度也随之下降。f = 0.25时，随着f 加宽，输出信号幅度与带宽平方成正比； f = 0.5时，峰值功率上升，响应时间缩短；带宽再增

4、加时，响应时间减小，输出信号峰值功率很快达到常数且与带宽无关。由于输出噪声功率随带宽线性增加，因而存在最佳带宽。对于矩形脉冲，当f = 0.5时出现最大值；对于其他形状脉冲，f =0.25 0.5。 当要求保持脉冲形状时，带宽要求更 宽些。对于矩形脉冲，f = 4时，才 能准确保持脉冲形状。 f 0.5 后输出峰值幅度已基本不变。 所以从信噪比要求出发， f 不必超过0.5。共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计 二、光电检测电路的频率特性 1. 光电检测电路的高频特性 大多数光电探测器对检测电路的影响突出表现在对高频光信号响应的衰减上。首先讨论(toln)光电检测电路的高

5、频特性。 以图5-17a所示反偏光敏二极管交流检测电路为例进行分析讨论。 图5-17b给出了该电路的微变等效电路图。高频状态下耦合电容Cc可忽略不计。共六十六页第五章第三节光电检测(jin c)电路的动态设计 电路方程： (5-56) 式中，SE为光电灵敏度；e是入射光照度(e=E0+Emsint)； SE e是输入光电流；iL是负载(fzi)电流； ib是偏置电流； ij是结电容电流； ig是光敏二极管反向漏电流。 式中各光电量均是复数值。共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计 求解式(5-56)可得: (5-57) 式(5-57)可以改写成下述形式： (5-58) 式中

6、，0为检测电路(dinl)的时间常数，0 =Cj/(g+GL+Gb) 。 由式(5-58)可见，检测电路频率特性不仅与光敏二极管参数Cj和g有关，而且取决于放大电路的参数GL和Gb。共六十六页第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计 对应检测电路不同工作状态，频率特性式(5-57)可有不同简化形式。1) 给定输入光照度，在负载上取得最大功率输出时，要求满足 RL= Rb和g Rb （如RL 10Rb ）和Gb g ，此时 (5-62) 时间常数和上限频率分别为 (5-63) 和 (5-64) 共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计3) 电流放大时希望在负载上获取最大电

7、流，要求满足RLRb时，有： K=SERb T1=1/1 ， 1为下限截止频率 T2=1/2 ， 2为上限截止频率 共六十六页第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计 输入电路(dinl)的振幅频率特性可表示为 (5-70) 将上式用对数表示，可得对数频率特性为 (5-71)式(5-71)的图解表示如图5-18c，图中虚线表示实际对数特性，折线是规整化特性。图5-18 c）光敏二极管对数频率特性共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计 从图5-18c可看出，综合频率特性可分为三个频段： 1) 低频段( 1 =1/T1 ) ：此频段内的频率特性可简化为： (5-72) 相

8、应对数频率特性曲线以20dB(10倍频)的斜率(xil)上升，在 =1 =1/T1处曲线变平，曲线数值比中频段下降3dB，称作下限截止频率，这是检测电路可能检测的低频信号极限。图5-18 c）光敏二极管对数频率特性共六十六页第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计2) 中频段(1 1和T2 2 =1/T2 ) ：在此频段内，频率特性可简化为 (5-74) 对应(duyng)的对数频率特性以-20dB(10倍频)的斜率下降，在= 2 =1/T2处下降为3dB，该频率称作上限截止频率。图5-18 c）光敏二极管对数频率特性共六十六页第五章第三节光电检测电路的动态(dngti)设计3光电检测电

9、路频率特性的设计 两个基本要求：线性不失真（静态设计基本内容）和频率不失真（动态设计需解决的主要问题）。 快变复杂信号=若干不同谐波分量(fn ling)的叠加。对于确定的环节其频率特性也是唯一确定的。对于多数检测系统，可以用其组成单元的频率特性的简单计算得到系统的综合频率特性，有利于复杂系统的综合分析。 为避免频率失真，检测电路通带应以足够的宽裕度覆盖住光信号的频谱分布。 检测电路频率特性设计大致包括以下三个基本内容：1) 对输入光信号进行傅里叶频谱分析，确定信号频率分布。2) 确定多数光电检测电路的允许带宽和上限截止频率。3) 根据级联系统带宽计算法，确定单级检测电路的阻容参数。共六十六页

10、第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计 例5-2 用2DUl型光敏二极管和两级相同(xin tn)的放大器组成光电检测电路。脉冲重复频率f=200Hz ，脉宽t0=0.5s，脉冲幅度1V，设光敏二极管的结电容Cj=3pF，输人电路的分布电容C0=5pF,设计该电路的阻容参数。共六十六页第五章第三节光电检测(jin c)电路的动态设计 解 1) 分析输入光信号频谱，确定检测电路总带宽。 根据傅里叶变换函数表,时序信号波形离散频谱分布如图5-19b。谱线频率(pnl)间隔： 频谱包络线零值点分布间隔： 选取频谱包络线第二峰值（包含15个谐波成分）作为高频截止频率 此时可以认为是不失真传输。

11、 取低频截止频率为200Hz， 即fH=3MHz， fL=200Hz， 带宽f=3MHz 。 共六十六页第五章第三节光电检测电路(dinl)的动态设计 2) 确定级联各级电路的频带宽度。 根据设计要求，检测电路由输入电路和两级相同放大器级联组成(z chn)。设三级带宽相同，根据电子学中系统带宽计算公式，相同n级级联放大器的高频截止频率fnHC为 (5-75) 将fnHC = 3MHz和n=3代上式，可算出单级高频截止频率fHC 类似地，单级低频截止频率和多级低频截止频率之间关系为： (5-76) 对于fnLC = 200Hz ，可计算出fLC = 102Hz 。共六十六页第五章第三节光电检测

12、(jin c)电路的动态设计 3) 计算输入电路参数。 带宽为6MHz的输入电路应采用电流放大方式(fngsh)，利用前述有关公式（5-67）可得： 选为2k。 RL亦为后级放大器输入阻抗，为保证RL Rb ，取Rb =10RL =20k 。 耦合电容C由低频截止频率fLC决定： 因fLC = 102Hz，故C为： 取C =1F，对于第一级耦合电容可适当增大10倍，取为10F 。共六十六页第五章第三节光电检测(jin c)电路的动态设计 4) 选择放大电路。 选用二级通用的宽带运算放大器，放大器输入阻抗Ri2k ，放大器通带要求为6MHz，实际取为10MHz。 按上述估算得到的检测电路如图5-

13、19c所示。输入电路直流电源电压50V，低于2DUl型光敏二极管最大反向电压。并联的500 F电容(dinrng)用以滤除电源的波动。为减少Cc电解电容寄生电感的影响，并联了Cp = 200 pF的电容。共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑制两个来源：系统外部干扰噪声和内部噪声。外部干扰噪声来自市电、无线电台、电火花、脉冲放电、机械振动、雷电、太空辐射源随机波动、光调制与光传输介质的湍流和背景光起伏(qf)、杂光干扰等。对电磁干扰可以采用适当的屏蔽、滤波等方法减小或消除；对光辐射干扰可以采用稳定辐射源、遮断杂光、光学滤波、反馈控制、差动抑制以及采用滤光片、偏振片等。内部噪

14、声主要由元器件中带电粒子的不连续性(粒子性)及局部不均(涨落)造成，包括热噪声、散粒噪声、产生-复合噪声、1f 噪声等，这些干扰是系统固有的，如何对内部噪声进行抑制是微弱光电信号检测的重要任务。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 一、噪声的类型 1热噪声 由耗散元件中电荷(dinh)载流子的无规则热运动引起。任何有电阻的材料都有热噪声。当电阻处于0K以上环境温度条件下，自由电子的热运动将形成起伏变化的噪声电流。其大小与极性均在随机变化，其长时间的平均值等于零。但在短时间间隔内，这些电流的随机起伏就形成噪声电流。载流子均方速度与热力学温度成正比，噪声电流随温度增高而增

15、加，因此称为热噪声。 共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑制 热噪声电流常用均方值表示。在纯电阻情况下 (5-77) 电阻两端产生的噪声电压均方值为： (5-78) 可见，噪声功率与测量(cling)系统频率无关，在整个无线电频带内，噪声功率谱密度属于白噪声。R=1k时，室温下，f =1Hz的带宽内的方均根热噪声电压约为4nV。对于f =500kHz的系统，若放大器增益为104，则放大器输出端可有约28mV的热噪声方均根电压值。可见，检测电路通频带对白噪声输出电压有很强的抑制作用。在微弱光信号探测中，如何减小热噪声的影响是光电技术中的一个重要问题。共六十六页第五章第四节光

16、电检测系统(xtng)的噪声与抑制 2散粒噪声 由载流子的微粒性引起。出现在光电子发射(fsh)器件和光伏型器件中，如PMT光阴极和二次电子发射(fsh)，光伏器件中穿过PN结的载流子涨落等。 散粒噪声电流均方值为： (5-79) 光电探测器的暗电流也同样引起散粒噪声，因此无光照时的暗电流噪声为： (5-80) 据式(5-80)可见，散粒噪声与温度无关，属白噪声的一种。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 3产生-复合(fh)噪声 光电导探测器因光或热激发产生载流子和载流子复合这两个随机性过程，引起电流随机起伏而形成。是半导体辐射探测器件中的一种主要噪声。该噪声的电流

17、均方值为： (5-81) 由式(5-81)见，产生-复合噪声与频率f 有关，属于非白噪声。在相对低频(即42f 221)条件下，公式可简化为： (5-82) 该式与散粒噪声表达式相类似，可近似认为是白噪声。有时把 / e=G 称为光电导器件内增益，上式又可写为：共六十六页第五章第四节光电检测系统(xtng)的噪声与抑制 41/f 噪声（闪烁噪声） 也是半导体辐射探测器件中的一种基本噪声，通常由元件中局部缺陷或微量杂质引起。噪声电流通常表示为： (5-83) 式中，k1为比例系数，与器件制造工艺、电极接触情况、半导体表面状态及器件尺寸有关；为与流过器件电流有关的常数，常取为2；为与器件材料性质有

18、关系数，对大多数材料可近似取为1。因此式(5-83)可以写成： (5-84) 可见，该噪声的功率与电路频率成 f 反比。非白噪声，主要出现在lkHz以下低频区。lkHz后，与其他噪声相比，可忽略不计。采用较高调制频率可避免(bmin)或大大减小1/f 噪声电流的影响。共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑制 5温度噪声 无辐射存在时，探测器在某一平均温度T0附近呈现一个小的起伏，这种温度起伏引起的探测器输出起伏称为(chn wi)温度噪声。为热敏探测器件的主要噪声，限制了热敏探测器所能探测的最小辐射能量。该噪声可用温度起伏的均方值表示： (5-85) 式中，GQ为器件的热导

19、。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制小结：上述噪声为光电探测器件本身(bnshn)所固有，不可消除；具有随机起伏性；覆盖频谱范围很宽；与有用信号同时存在，相互混淆，限制了检测系统分辨率的提高。 光电检测电路设计中，需进行综合噪声估算，以确保可靠检测所必需的S/N。 共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑制 二、噪声的等效处理 噪声的等效处理将各种器件的噪声等效为相同形式的均方值(或有效值)电流源的形式，以便与其他电路器件一起以统一的方式建立起等效噪声电路。 1等效噪声带宽 为噪声量的一种表示形式，定义为最大增益(zngy)矩形带宽，如图5-20，

20、可表示为： fe：等效噪声带宽；AP（f）：相对 功率增益； APM：功率增益最大值； D（f）：等效于电路输入端归一化 噪声功率谱。 (5-86)共六十六页第五章第四节光电检测系统(xtng)的噪声与抑制 白噪声情况下， D（f） =1，则有： (5-87) 当电路频率响应为带通型时，上式可改写为： (5-88) 如图5-20， APM为中心(zhngxn)频率上所对应的功率增益；当电路频率响应为低频型时， APM即为零频上 的功率增益。 fe是虚线构成的等效矩形面积的 宽度， 称为等效噪声带宽，是网 络通过噪声能力的一种量度。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制

21、2阻容器件的噪声等效(dn xio)处理 简单电阻的噪声等效电路如下图a，热噪声电流源IT和电阻R并联。对于由两个电阻R1和R2串联或并联组成的合成电路，可以证明，综合噪声电流等于合成电阻提供的噪声电流，并表示为 (5-89) 串联时， R = Rs=R1 + R2 ，如下图b；并联时， R = Rp= R1 R2 /（R1 + R2），如下图c。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 在更复杂情况下，先将所有电阻合成，画出简化电路，再根据式(5-89)确定(qudng)噪声等效电流源。 RC并联时，C的频率特性使合成阻抗随频率增加而减少。合成电阻： (5-90) 因此

22、，并联RC电路的噪声电压有效值为： (5-91) 式中1/（4RC），就是电路的等效噪声带宽 fe ，即： (5-94) 共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 (5-94) 结论：并联RC电路对噪声的影响相当于使电阻热噪声频谱分布由白噪声变窄为等效噪声带宽 fe ，其物理意义(yy)见图5-20。频带变窄后的噪声非均匀分布曲线所包围的图形面积等于以为 fe带宽，4kTR为恒定幅值的矩形区的面积。即用均匀等幅等效带宽代替了实际噪声频谱的不均匀分布。因此，式(5-93)可改写为： 此即阻容电路热噪声的一般 表示式。(5-95)共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zo

23、shng)与抑制三、典型光电检测电路的噪声估算估算目的: (1) 确定器件和电路的固有噪声电平; (2) 计算信噪比; (3) 估算出为保证可靠检测所必须的最小输入光功率值。具体步骤： (1) 确定检测器件和前级电路的噪声源； (2) 计算等效电路和复合阻抗下的噪声等效带宽，画出检测电 路的噪声等效电路； (3) 根据(gnj)噪声等效电路计算噪声输出电压、信噪比和最小输出 光功率值。共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 PMT整管噪声取决于光电阴极和倍增极的散粒噪声。阳极电流的微粒噪声有效值表示为： (5-96) M：倍增系统放大(fngd)倍数；：噪声增强因子，对

24、静电聚焦型结构， =1.53.0。检测电路负载电阻RL上热噪声电流为： (5-97) 因此，RL上总噪声输出电流IN为： (5-98) 对大多数PMT检测电路，第二项热噪声同第一项散粒噪声相比很小。例如，IA=10-10A，M=106108， RL =104105时，4kTRL2qIAM 。故IN变为： (5-99) 式中，阳极电流IA是暗电流Id 和光电流直流分量IA0的总和。共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑制检测(jin c)阈值光照度的弱光时，IA0 =0，总噪声电流INm取决于暗电流Id ，有： (5-100)RL上噪声输出电压为： (5-101)RL上有并联

25、电容时，由于 (5-102)因此 (5-103)阳极输出总信噪比SNRA是直流光电流IA与噪声电流IN有效值之比，即 (5-104)共六十六页第五章第四节光电检测系统的噪声(zoshng)与抑制 例5-3 光电倍增管的阴极积分灵敏度SK=30A/lx，阳极积分灵敏度SA=30A/lx ，输入(shr)电路是电阻R=105和电容C0=0.1F的并联，阴极面积A为80mm2，要求信号电流为IL=10-4A，分别计算等效噪声带宽和检测电路高频截止频率、阳极噪声电流、负载电阻上的噪声电压和信噪比。 解 1) 等效噪声带宽和检测电路高频截止频率 共六十六页第五章第四节光电检测(jin c)系统的噪声与抑

26、制2) 阳极(yngj)噪声电流和负载上的噪声电压 散粒噪声电流 式中，令=2.5，则 热噪声电流 总噪声电流 负载上的噪声电压3) 信噪比 共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 光电探测系统中，探测器输出信号很微弱，一般为微伏数量级，只有经充分放大和耦合处理后才能记录下来。 一、前置放大电路的设计 光电器件偏置电路输出信号较强时，设计主要应考虑增益、带宽、阻抗匹配和稳定性等，再在此基础上考核噪声的影响。信号很小时，设计低噪前放十分重要，尽力抑制噪声是考虑问题(wnt)的出发点。 选定探测器和相应偏置电路以后就可知所获信号和噪声的大小。用恒压源或恒流源来等效探测器和偏置电

27、路的输出信号，如图5-23。用源电阻的热噪声来等效探测器和偏置电路的总噪声，用最小噪声系数原则设计前放。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 1前置放大器的设计步骤 由于光电探测器不同、要求不同以及设计者思考方式不同，前放电路型式差别很大，一般(ybn)步骤大致如下：1) 测试或计算光电探测器及偏置电路的源电阻Rs。2) 从噪声匹配原则出发，选择前置放大器第一级的管型： Rs 100，可采用变压器耦合； 10 Rs1M，选用半导体晶体管； 1kRs1M，选用运算放大器(OPAMP)； 1kRs 1M，选用MOS场效应晶体管(MOS-FET)。3) 管型选定之后，第一、二级

28、应采用噪声尽可能低的器件，按最佳源电阻原则来确定管子工作点，并进行工作频率、带宽等参量的计算及选择。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 2放大器频率及带宽的确定 参量选择时，需从减小噪声影响原则出发，正确选择工作频率及带宽。1）根据光电探测器噪声谱和选定放大器典型噪声谱，确定工作频率。 典型探测器噪声谱如图5-24a，低频时主要(zhyo)是1/f 噪声，随频率增高而减小。 频率继续升高则进入以散粒噪声等白噪声形式为主区域。频率应选在此区域中。典型晶体管放大器噪声系数F的频率特性如图5-24b，综合考虑，工作频率应选在两者共同的噪声较低的频区中。 实际选择工作频率时还需

29、考虑探测器频率特性，应选在灵敏度开始下降的频率之前，即频率不应选择得过高。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路2) 按白噪声特点，工作频率选定后，应尽可能减小电路带宽。这是减小噪声影响的重要措施，可采用选频放大、锁相放大等技术。3) 当信号频率在一定范围内变化，不能选用固定频率的窄带滤波方式工作时，除确定必要窄带外，可采用设计选通积分器方法来抑制噪声。具体做法：在选通时间内，把信号取出并经积分器积分，而积分作用对噪声来说是取平均值，对信号来说是叠加增强，从而(cng r)达到抑制噪声、提高信噪比目的。4) 在某些系统如脉冲系统中，为保持信号波形，必须采用带宽较宽的处理电路

30、，电路系统频率特性由滤波器带宽决定。如要保持矩形脉冲波形，则要求无限宽带宽，即使在白噪声情况下，带宽增宽，噪声功率也要按正比增加，从而使信噪比下降。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 3前置放大器的噪声 1）放大器的噪声模型 放大器中每一个元件工作时都是一个噪声源，很难单独从噪声观点进行分析。简化的放大器噪声模型如图5-25。放大器内所有噪声源都折算到输入端，即一个串联在输入端的噪声电压源Un和一个与输入端并联(bnglin)的噪声电流源In 。其中，Un的阻抗为零，In的阻抗为无限大。放大器内部则成为一无噪声放大器，Un和In可通过测量得到。如此等效后，对放大器内部噪

31、声过程的研究可简化为分析Un和In在电路中的作用。图5-25模型称为放大器Un-In模型。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 2) 等效输入噪声 采用Un-In噪声模型后，信号源与放大器组成的系统的噪声源可归结为三个：Un、In和Ut，其共同作用效果可以用等效输入噪声Uni表示。 为得到(d do)Uni与Un、In和Ut 的关系，必须求得各噪声源在放大器输出端产生的总噪声电压。 图5-25所示放大器输入端噪声电压为： （5-105） 设放大器电压增益为Au ，则放大器输出端总噪声为： （5-106）共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 从信号源到放大器输

32、出端的传输函数(hnsh)称为系统增益Kt (5-107) Us：输入电压信号； U0：放大器输出电压信号，并且： (5-108) 因此 (5-109) 可见，系统增益Kt与放大器电压增益Au不同， Kt不仅与放大器有关，还与信号源内阻有关。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 3) 噪声系数 理想无噪放大器输出端噪声仅为放大了的输入端噪声。由于实际放大器本身存在(cnzi)噪声，故其输出噪声必然大于理想情况。 为正确评价放大器噪声特性，常用估计参量为噪声系数F放大器输出端总输出噪声功率与源电阻在放大器输出端噪声功率之比： (5-113) Kp：放大器功率增益； Ppi：

33、放大器输入噪声功率，即源电阻产生的噪声功率； Kp Ppi表示源电阻在放大器输出端产生的噪声功率。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 根据等效(dn xio)输入噪声Uni的定义，将放大器所有噪声源都折算到信号源处，即： (5-110) 将式(5-107)代入上式，得： (5-111) 此为等效输入噪声一般表示形式，适用于任何有源网络。式中Ut是源电阻热噪声： (5-112)共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 4前置放大器的低噪声设计 设计时主要应考虑耦合网络、反馈电路和偏置电路噪声影响，并尽可能实现光电探测器与前置放大器的噪声匹配。 (1) 探

34、测器与前置放大器耦合网络的设计 探测器与前置放大器通过耦合方式连接，耦合网络中包含的串联或并联阻抗元件都将引人附加的噪声。为使附加噪声的影响可以忽略，设计时应遵循以下三条准则： 1）对于耦合网络中的串联阻抗元件，应使： (5-114) Rcs和Xcs：串联的阻性和容性阻抗。 2）对于耦合网络中的并联阻抗元件，应使： (5-115) Rcp和Xcp：并联的阻性和容性阻抗。 3）为减小电阻元件的过量噪声，噪声网络中电阻两端直流电压应尽量(jnling)减小。过量噪声电阻中流过直流电流时产生的1/f 噪声。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 (2) 负反馈电路的影响 负反馈常被用

35、来改善电路性能。通过噪声性能分析可发现，任何反馈网络的存在都会使放大器噪声性能下降。串联反馈的影响，等效于反馈合成电阻(反馈支路的总电阻)与信号源(探测器)串联；并联反馈的影响等效于反馈合成电阻与信号源的并联。根据耦合网络低噪声条件，为减小反馈电路对放大器噪声性能影响，要求： 1) 对于(duy)串联负反馈，反馈合成电阻应远小于Un/ In 2) 对于并联负反馈，反馈合成电阻应远大于 Un/ In 上述条件称为反馈电路的低噪条件。 (3) 低噪声运算放大器的选用 低噪前放设计中，现在一般直接选用性能优良的低噪运放(如OP24273437227系列或AD797等)，一般不再单独进行设计。选择时，

36、既要考虑运放参数中给出的噪声电压，还要根据式(5-111)考察信号源内阻和运算放大器的噪声电流。也可利用用分贝表示的放大器噪声系数NF对信号源内阻的曲线进行直观选择。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 二、光电耦合电路设计 实际光电检测电路系统中，不可避免地存在各种干扰信号。对于模拟电路，可采用各种滤波、屏蔽、接地等技术，有效降低各种干扰影响，保证光电测量的准确性和可靠性。而对于各种数字电路，例如光电开关电路、光电脉冲电路等，常常会带来比模拟电路更严重的干扰噪声。若电路抗干扰能力差将导致测量、控制准确性的降低，产生误动作，从而带来破坏性后果。因此，一般不能采用直接馈入输

37、入方法，否则系统工作将很不安全。 光电耦合与隔离技术是一种简便且行之有效的方法，其技术关键就是破坏“地”干扰传播途径，切断干扰信号进入(jnr)光电检测电路及后续电路系统的途径，可有效地提高系统的抗干扰能力。硬件上常用光耦合器件实现。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 1光耦合器原理 光耦合器件是把发光器件(如发光二极管)和光敏器件(如光敏晶体管)组装在一起，通过光线(gungxin)实现耦合构成电-光和光-电的转换器件。图5-26为常用晶体管型光耦合器原理图。当电信号送入光耦合器输入端Ui时，发光二极管通过电流而发光，光敏晶体管受到光照后导通并产生电流；当输入端无信号，发

38、光二极管不亮，光敏晶体管截止。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路光耦合器能有效抑制尖脉冲和各种噪声干扰，提高信噪比，主要原因有： 1) 耦合器输入阻抗很小，只有几百，而干扰源阻抗较大（105106）。据分压原理，即使干扰电压幅度较大，但馈送到光耦合器输入端噪声电压会很小，只能形成很微弱(wiru)电流不能使LED发光，从而被抑制掉。 2) 耦合器输入回路与输出回路之间无电气联系，也无共地；各种噪声都难以通过光耦合器馈送到另一边，避免了共阻抗耦合干扰信号的产生。 3) 输入端是LED，干扰信号即便幅值很高，也因无足够能量不能使LED发光，从而抑制了高峰尖脉冲冲击，使来自光电器

39、件或输入电路各种干扰噪声都被挡在输入回路。 4) 耦合器可起到很好的安全保障作用。输入/输出回路间可以承受几kV高压。 5) 光耦合器响应速度极快，响应延迟时间：10s。 6) 输入信号在电平上不必与TTL或CMOS完全兼容，也不必设置电平转换电路。无论输入值多大，都可通过调整限流电阻Ri大小，使耦合器件内部LED导通或关断电流。 7) 若光敏管基极有引出线，可设计相应电路满足温度补偿、检测调制要求。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 2数字信号光电耦合电路 光电耦合电路设计的关键是要保证光耦合器两端的电路载电器上完全隔离，否则(fuz)将失去采用光耦合器的意义和作用。 (

40、1) 输入电路设计 常用光耦合器输入电路形式如图5-27。 对于光电器件或光电输入电路输出信号较强情形，可直接驱动光耦合器的LED，如图5-27a、b，其中图a）为高电平驱动，输入信号为高电平时光耦合器导通；图b）为低电平驱动，输入信号为低电平时光耦合器导通。当输入信号较弱时，可以采用图c）形式，通过增加一个晶体管增大驱动电流，保证光耦合器的LED被点亮。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 (2) 输出(shch)电路设计 图5-28为常用晶体管型光耦合器输出电路形式。图a为同相输出形式，输出电平与输入电平极性相同。当输入高电平信号送入光耦合器输入端Ui时，LED通过电

41、流而发光，光敏元件受到光照后导通，输出Uo与电源Upp相同，为高电平“1”。图b为反相输出形式，输出电平与输入电平极性相反。当输入高电平信号送入光电耦合器输入端Ui时，LED通过电流而发光，光敏元件受到光照后导通，输出Uo与地电平相同，为低电平“0”。图c为电流放大输出形式，可提高电路稳定性和可靠性。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 3模拟信号光电耦合电路 某些场合，例如生物信号检测、工业现场测试、高压信号检测等，测量系统往往需对模拟电信号进行有效隔离。前述各种光电耦合电路中存在明显非线性和温漂，不适于模拟信号的隔离。主要原因： LED本身存在非线性，流过LED的电流

42、与输入电压信号不满足线性关系； LED存在死区电压，只有当输入信号大于死区电压时，光耦合器才能有输出信号； LED管压降受温度影响较大，导致输入与输出关系漂移。 模拟信号对光耦合器的基本要求，就是具备较宽的线性范围。光耦合器中的LED和光敏晶体管存在着一定线性工作(gngzu)范围。经实际测试找到此线性段，加上合理设计光电耦合电路，完全可实现模拟信号的线性隔离和传输。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 图5-29为一种简易模拟信号线性光电隔离电路示意图，光耦合器的LED被接入运算放大器的负反馈回路中，此时流经LED的电流为： (5-116) 显然，I与输入(shr)电压Ui

43、有关，且为线性关系。通过仔细调节电阻Ri，使光耦合器处于线性段，便可以实现模拟信号的线性隔离传输。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 为进一步提高线性度，需采用反馈(fnku)技术设计隔离电路。图5-30中采用两个规格和特性完全相同的光耦合器PH1和PH2。 PH1用于隔离传输，PH2用于反馈控制。两者并联使用，驱动端串联，由同一电流驱动。由于PH1和PH2完全相同，因此电流I1= I2 。由于I2 = Ui / R1 ， I1 = Uo/ Rf，因此有： (5-117) 显然，输出电压与输入电压成严格线性关系。与此同时，该电路还具有较好温度补偿特性， 可在一定程度上补偿

44、温度波动造成的漂移。共六十六页第五章第五节前置(qin zh)放大及光耦合电路 4光耦合双向晶闸管 晶闸管整流器(SCR)为常见器件，本身就具有固有(gyu)光敏特性，可用于光触发。光耦合双向晶闸管由SCR发展改进而来，也可用于光触发形式。 将一只SCR和一只LED密封在一起，构成光耦合SCR，如图5-31。将一只双向SCR和一只LED密封在一起，构成光耦合双向晶闸管，如图5-32。 光耦合SCR和双向晶闸管输人端LED驱动方式与普通光耦合器件LED驱动方式相同。这种光耦合器件中的SCR双向晶闸管使用方法与具有极限电流控制能力的SCR双向晶闸管使用方法相同。电路中，要求LED导通电流20mA。共六十六页第五章第五节前置放大(fngd)及光耦合电路 图5-33中双向晶闸