河南移动培训ppt课件

1、参与循环前缀后的OFDM系统1/18 以下图示出了参与循环前缀后的OFDM系统框图。其任务过程为：输入的二进制信息比特d(k)首先经过串并变换(s/p)变为N路并行比特流，各支路上的信息比特数可根据信道的频谱特性进展优化，然后各支路上的信息比特根据各自的调制方式(如BPSK或QAM等)分别进展星座映射，得到信号空间中的复数坐标xk，然后经过逆快速傅里叶变换(IFFT)，参与循环前缀(CP)，再经过并/串变换(ps)和数模变换(DA)，送入信道进展传送。.参与循环前缀后的OFDM系统2/18在接纳端，信号首先经过模数变换和串/并变换，去除循环前缀，然后经快速傅立叶变换，得到每个支路上的接纳信号y

2、k，然后经星座逆映射，得到每个支路上的接纳比特，再经并串变换，得到串行的接纳比特流 。图中，L表示循环前缀的样点数。.参与循环前缀后的OFDM系统3/18.参与循环前缀后的OFDM系统4/18 假定用Ts表示发送端DA变换之前的离散信号s(n)的样值间隔，那么包含循环前缀的一个OFDM符号的周期为 其中，T表示不包含循环前缀的OFDM符号的有效长度，T=NTs；Tg表示循环前缀的长度，Tg=LTs。假定信道的最大多径时延扩展为max，为了消除ICI，Tg应满足Tg max 、或者LTs max 。思索到L为整数，L的选取应满足以下关系式：.参与循环前缀后的OFDM系统5/18上式中符号 表示取

3、大于等于x的最大整数。在一个OFDM符号中，循环前缀部分不携带任何信息，它的运用会带来功率和信息速率的损失，定义功率损失为.参与循环前缀后的OFDM系统6/18 定义信息速率的损失为 从以上两式可以看到，当维护间隔占到OFDM符号周期的20时，功率损失不到1dB，但是带来的信息速率损失达20。但是插入维护间隔可以消除多径所呵斥的ICI的影响，因此这个代价是值得的。.参与循环前缀后的OFDM系统7/18 为了分析循环前线对OFDM系统的影响，我们引入延续时间系统的离散时间等效的概念。在图2-8中，发送端的模拟信号s(t)与接纳端的模拟信号r(t)之间的关系可以表示为.参与循环前缀后的OFDM系统

4、8/18 其中，n(t)表示信道上的加性高斯白噪声(AWGN)，h(t,)表示t时辰信道的冲激呼应。假定h(t,)在时间0,vTs内取值，Ts为前述取样周期，v为整数，满足vTsmax。假设在图2-8的接纳端进展模数变换时的取样速率足够高，不存在混叠效应，那么有.参与循环前缀后的OFDM系统9/18上式可以简写为.参与循环前缀后的OFDM系统10/18 上式表示离散时间序列sk经过冲激呼应为hk的离散信道传输，在接纳端得到的呼应为rk，其中sk和rk也分别是图2-8中发送端DA变换前和接纳端A/D变换后的信号(不思索且化误差)。式(2-13)是式(2-11)中所示模拟卷积关系的离散时间等效，图

5、2-9示出了这种等效关系，图中的q(t)表示在接纳机中单位增益的抗混叠(anti-alias)滤波器。.参与循环前缀后的OFDM系统11/18.参与循环前缀后的OFDM系统12/18 当OFDM系统中不加CP时，输入输出关系用矩阵方式，可以表示为.参与循环前缀后的OFDM系统13/18 或者，可以更紧凑地表示为 上式中，H表示Nx(N+v)的信道矩阵，s，r分别表示输入和输出信号的列矩阵，n为加性白色高斯噪声矩阵。由式(2-14)可以看出，由于多径信道时延扩展所引入的记忆特性，使得当前符号块的输出信号rk,rk-1,rk-N+1不仅与当前符号块的输入信号sk,sk-1,sk-N+1有关，而且与

6、前一符号块的最后v个输入信号sk-N,sk-N-1,sk-N-v+1有关，即产生了OFDM符号块间的干扰(ISI)。.参与循环前缀后的OFDM系统14/18 下面思索参与CP后OFDM系统的输入输出关系。CP的构造方法如图2-10所示，.参与循环前缀后的OFDM系统15/18 取原符号块的最后L(Lv)个信号放到原符号块的前部，构成一个长度为N+L的新序列。发送时，首先发送新加的L个信号，然后依次发送原序列。在接纳端，将收到的每个长度为N+L的符号块的前L个符号丢弃，仅保管剩余的N个符号。这种在每个传送符号块的前部参与CP的方法，使时域中原来发送信号与信道呼应的线性卷积变为圆卷积。 在OFDM

7、系统中参与CP后，式(2-14)所示的输入输出关系可重新表示为.参与循环前缀后的OFDM系统16/18.参与循环前缀后的OFDM系统17/18或者记为 由上式可以看出，当前符号块的输出仅与当前符号块的输入有关，而与先前符号块的输入无关，即经过参与CP，消除了ISI的影响。.参与循环前缀后的OFDM系统18/18在式(2-17)或(2-18)中，对等式两边取DFT变换，得到： 上式中，Hk表示信道呼应hk的DFT变换，yk和xk分别表示rk和sk的DFT变换，Nk仍为加性高斯白噪声。这样，经过在OFDM符号块中参与CP，不仅消除了ICI和ISI，而且把信道变成了N个独立的并行子信道。图2-11示

8、出了这种并行等效后的输入输出关系，图中的xk和yk即为图2-8中对应的xk和yk 。普通情况下，当信道上的噪声为高斯白噪声时，图2-11中各子信道上的噪声仍为加性高斯白噪声，且彼此独立。由图2-11，可以在每个子信道上根据详细情况，选择不同的调制方式，从而优化系统性能。.加窗技术1/8 由式(2-1)或(2-2)所定义的OFDM信号存在的缺陷是功率谱的带外衰减速度不够快。图2-12中示出了子载波数量分别为16、64和256时的OFDM信号的功率谱密度。由图中可以看出，虽然随着子载波数量的添加，OFDM信号功率谱的带外衰减速度会加快，但是即使在256个子载波的情况中，其-40dB带宽依然是-3d

9、B带宽的4倍。 为了加快OFDM信号功率谱带外部分的下降速度，可以对每个OFDM符号进展加窗处置，使符号周期边缘的幅度值逐渐过渡到零。经常采用的一类窗函数是下式定义的升余弦窗： .加窗技术2/8.加窗技术3/8其中，T为式(2-7)中所定义的OFDM符号长度，加窗后OFDM符号的长度应该为(1+)T，从而允许在相邻符号之间存在有相互覆盖的区域。经过加窗处置的OFDM符号如图2-13所示。其中，Tprefix称为前部维护间隔， Tpostfix称为后部维护间隔。.加窗技术4/8.加窗技术5/8 在tts=kT处，采用了上述升余弦窗的OFDM符号，其表示式为.加窗技术6/8 在实践系统中，经过加窗

10、的OFDM符号的产生过程为：首先，在Nc个经过数字调制的符号后面补零，构成N个输入样值序列，然后进展IFFT运算。将IFFT输出的最后继续时间为Tprefix的样值插入到OFDM符号的最前面，将IFFT输出的最前面继续时间为Tpostfix内的样值插入到OFDM符号的最后面。接下来，将OFDM符号与式(2-19)所定义的升余弦窗函数w(t)时域相乘。最后将经过加窗的OFDM符号时延T，与前一个经过加窗的OFDM符号相加。如图2-13所示，由于加窗的影响，相邻的两个OFDM符号之间会存在宽度为T的重叠区，其中为升余弦窗的滚降因子。.加窗技术7/8 图2-14中给出了采用64个子载波，不同值情况下

11、OFDM符号的功率谱密度。由图中可以看出，滚降系数为0.025的升余弦窗函数可以大大地降低带外辐射功率，而时域内由于滚降系数所呵斥的信号叠加只占符号周期的25。从图中还可以得知，值越大，带外辐射功率下降得越快。但是值越大，也会同时降低OFDM符号对时延扩展的容忍程度。例如，即使时延信号的时延伸度没有超越维护间隔长度Tg，但是由于滚降系数的存在，使得非恒定信号幅度部分有能够落入到FFT的时间长度T之内。如前所述，只需各个子载波的幅度以及相位在FFT周期T内坚持恒定，才会保证子载波之间的正交性，所以滚降系数的存在能够会带来ICI和ISI，使得维护间隔的有效长度由原来的Tg减小Ts。.加窗技术8/8

12、.OFDM的参数选择1/6 在OFDM系统中，我们需求确定以下参数：符号周期、维护间隔、子载波的数量。这些参数的选择取决于给定信道的带宽、时延扩展以及所要求的信息传输速率。普通按照以下步骤来确定OFDM系统的各参数： (1)确定维护间隔：根据阅历，普通选择维护间隔的时间长度为时延扩展均方根值的2到4倍。.OFDM的参数选择2/6 (2)选择符号周期：思索到维护间隔所带来的信息传输效率的损失和系统的实现复杂度以及系统的峰值平均功率比等要素，在实践系统中，普通选择符号周期长度至少是维护间隔长度的5倍。 (3)确定子载波的数量：子载波的数量可以直接利用-3dB带宽除以子载波间隔(即去掉维护间隔之后的

13、符号周期的倒数)得到。或者，可以利用所要求的比特速率除以每个子信道中的比特速率来确定子载波的数量。每个子信道中传输的比特速率由调制类型、编码速率以及符号速率来确定。.OFDM的参数选择3/6 下面经过一个实例，来阐明如何确定OFDM系统的参数，要求设计系统满足如下条件：比特速率： 20Mbits信道的时延扩展： 200 ns带宽： 15MHz 根据前述的设计步骤，由200ns的时延扩展可选择维护间隔长度为800ns，选择OFDM符号的周期为维护间隔的6倍，即6x 800ns4.8s，其中由维护间隔所呵斥的信噪比损耗小于1dB。子载波间隔取4.8-0.84s的倒数，即250kHz。.OFDM的参

14、数选择4/6 为了判别所需求的子载波个数，需求察看所要求的比特速率与OFDM符号速率的比值，即每个OFDM符号需求传送(20Mbit/s)/(1/4.8s)96bit。为了完成这一点，可以作如下两种选择：一是利用16QAM和码率为1/2的编码方法，这样每个子载波可以携带2bit的有用信息，因此需求48个子载波来满足每符号96bit的传输速率；另一种选择是利用QPSK和码率为34的编码方法，这样每个子载波可以携带1.5blt的有用信息，因此需求64个子载波来传输。.OFDM的参数选择5/6 然而64个子载波就意味着带宽为64x250kHz16MHz，大于给定的带宽要求，因此为了满足带宽的要求，子

15、载波数量不能大于60，因此第一种采用16QAM和48个子载波的方法可以满足上述的要求。而且还可以利用64点的FFTIFFT来实现，剩余的16个子载波补零，用于FFT/IFFT的过采样。 在选定了以上参数之后，还要保证在FFTIFFT运算时间内和符号间隔内的采样数量必需为整数。如不能满足要求，可适当改动以上参数，以满足采样数量为整数的要求。.OFDM的参数选择6/6 例如，在上述例子当中，希望在FFTIFFT间隔内正好有64个样值，以坚持子载波之间的正交性。这样采样速率就可以到达644s16MHz。然而在4.8s内，这一给定的采样速率不能保证采样数量为整数，处理方法是略微改动上述参数，以满足采样

16、数量为整数的要求。例如每符号的采样速率可以设定为78，即采样速率为784.8s16.25MHz，这样FFTIFFT运算时间长度就变为6416.25MHz=3.9385s因此维护间隔和子载波间隔都稍大于FFT/IFFT运算时间长度为4s时的情况，分别为861.5s和253kHz.OFDM的收发信机构造1/2 OFDM系统收发信机的典型构造如图2-15所示。图中的上半部分是发送机的框图，而下半部分是接纳机的框图。我们将实现IFFT和FFT运算的部分放在了同一个方框图中，由于这两者的运算步骤非常类似，因此可以用一样的硬件来实现。普通来说，在实践OFDM系统中，发送机在IFFT调制前还将包括:前向纠错

17、编码、交错、数字调制、导频插入、串/并变换等，而在IFFT模块的后面将包括：并串变换、插入循环前缀、加窗、数模变换(DAC)、射频发送(RF Tx)等环节；而接纳机中将包括：射频接纳(RF Rx)、模数变换(ADC)、同步、去除循环前缀、串/并变换、FFT解调、信道校正、数字解调、去交错、纠错码译码等环节。.OFDM的收发信机构造2/2.OFDM中的关键技术1/4 在详细运用中，OFDM系统需求处理的关键问题包括以下几个方面： 1同步技术 同步性能的好坏对OFDM系统的性能影响很大。OFDM系统中的同步包括载波同步、样值同步和符号同步三部分。与单载波调制系一致样，载波同步是为了实现接纳信号的相

18、关解调，而符号同步是为了区分每个OFDM符号块的边境。由于每个OFDM符号块包含N个样值，样值同步是为了使接纳端的取样时辰与发送端完全一致。OFDM系统中的同步普通分为捕获和跟踪两个阶段，对于突发式的数据传输，普通是经过发送辅助信息来实现同步。与单载波系统相比，OFDM系统对同步精度的要求更高，同步偏向会在OFDM系统中引起ISI和ICI。.OFDM中的关键技术2/4 2信道估计 如前所述，参与循环前缀后的OFDM系统可等效为N个独立的并行子信道。假设不思索信道噪声，N个子信道上的接纳信号等于各自于信道上的发送信号与信道的频谱特性的频率乘积。假设经过估计方法预先获知信道的频谱特性，将各子信道上的接纳信号与信道的频谱特性相除，即可实现接纳信号的正确解调。信道估计的方法有很多，在无线通讯中，普通采用插入导频的方法进展信道估计，如何设计导频图案和性能好、复杂度