射频电路与系统设计技术

1、射频电路与系统设计技术1 滤波器设计与应用 滤波器是许多模拟射频电路与系统的设计问题的中心。滤波器可以被用来区分不同频率的信号，实现各种模拟信号的处理过程，因而在现代模拟射频电路与系统中得到了广泛的应用。 滤波器的分类按响应类型分类：低通、高通、带通、带阻；按结构分类：腔体、同轴、平面；按频带大小分类：窄带、宽带；按逼近曲线分类：Butterworth、Chybeshev、Bessel、Ellipse滤波器设计指标滤波器技术指标：中心频率f0,即工作频带的中心带宽BW通带衰减，即通带内的最大衰减阻带衰减带内波动，相频/幅频滤波器设计基础滤波器的综合在上世纪5060年代就已经成熟，并根据不同的滤

2、波器响应类型计算得到了各种计算表格。这些计算表格是现代滤波器设计的基础。10.30521.000020.84300.62201.355431.31651.14741.03151.000041.10881.30611.77030.81801.355451.14681.97121.97501.37121.14681.000061.16811.40392.05621.51701.90290.86181.355471.18111.42282.09661.57332.09661.42281.18111.000081.18971.43462.11901.60102.16991.56401.94440.87

3、881.354491.19561.44252.13451.61672.20531.61672.13451.44251.19561.0000101.19991.44812.14441.62652.22531.64182.20461.58211.96280.88531.3544表1 0.1dB切比雪夫低通原型滤波器元件数值表滤波器变换 在CAD技术出现以前，滤波器综合都是依靠人工进行数学变换予以实现的。 滤波器的标准表格都是以归一化低通的形式给出的，所以为了得到所需要的滤波器，必须进行滤波器变换！低通原型滤波器是以端接阻抗Z0=1，截止频率0=1为标准的。首先需要将端接阻抗变换为标准50，此时可以

4、直接将元件数值表中对应于电感的数值乘以50，对应于电容的除以50即可；变换为其他端接阻抗值的方法与此相同。但是应该注意的是，表中的数据是电抗元件值，而不是最终的电感、电容取值。在n为奇数的时候，数值表中的数值是对于中间数值是左右对称的，而且端接阻抗都是Z0=1，所以在使用低通原型滤波器作设计时，应该尽量选用n为奇数的原型。阻抗变换与阶数选取滤波器变换2频率变换图1 Chybeshev低通原型响应及带通滤波器响应=0的点变换为=0的点；=的点变换为=0和=的点010(1)W低通到带通的频率变换公式为：01221W=带通滤波器的相对带宽带通滤波器的中心频率，1、2分别为带通滤波器的下边带频率和上边

5、带频率 0=LW001CLss1低通原型滤波器的电感元件L的感抗经过式(1)变换后，得 L=(2)01WLL01Ls=Cs=(4)(3)CW001LCpp102WCCW01低通原型滤波器的电容元件C容抗经过式(2)变换后，得 C=(5)Lp=(7)Cp=(6)结论：在低通向带通的变换过程中，低通原型中的电感元件变换为电容与 电感的串联；低通原型中的电容元件变换为电容与电感的并联。直接耦合滤波器通过上述经典变换得到的滤波器的耦合部分是由电感与电容串联而成的，在实际使用中，存在着不便，因为通常会需要绕制较大的电感。图4 切比雪夫带通滤波器原理图导纳变换器导纳变换器两端的导纳值遵循如下关系：Za*Z

6、b=J 2(8)直接耦合带通滤波器的设计直接耦合低通滤波器直接耦合带通滤波器阻抗变换器J的等效电路i= 002ddi为第i个谐振器的电抗斜率参数Cpi0Lpi01i=（9）201001)/(1GCCA21,01,)/(1GCCBnnnnC01*=Cn,n+1*=GA,GB分别为源端与负载端的导纳 案例1 LC滤波器设计设计指标：中心频率：300MHz带宽： 20MHz插入损耗：4dBVSWR: 2.5带外抑制：偏离中心频率40MHz处大于40dB相位波动：10滤波器阶数的选取1 选择满足要求的逼近函数不同逼近函数的响应特性利用式（1）计算频率系数滤波器的CAD设计使用Ansoft公司Desig

7、ner设计3阶直接耦合带通高端抑制不足两种改进方式：1 增加滤波器的阶数，使得高频段的衰减更加陡峭，来补偿滤波器中电容的高频特性；2修改设计。滤波器的复杂度的增加，以及调试难度的增加两种方案1、在滤波器的两端加低通滤波器2、在传递函数中添加额外的传输零点截止在上边带附近的低通相位波动指标的约束相位波动相位传输特性相位波动产生的机理： 一个滤波器电路，可以等效于一段传输线。当传输线的特性是非色散时，通过传输线的信号的相位关系将严格保持输入时的相位关系。但是，当传输线是色散传输线时，由于传输线对于不同频率信号的响应会有不同，输出信号的相位关系将不会再严格保持输入时的原有的相位关系。 从统计学的角度

8、来看，两次输出信号相位差异表现为：非色散时，信号相位是平均分布在均值上的；色散时，信号相位是随机分布在均值附近的。这个相位分布与均值之间的差值就是相位波动。相位波动的测试方法：矢量网络分析仪直接测量 在S21的相位测试模式下，通过调整Electrical Delay的方式，消除均值从而得到相位波动。通过S参数计算 使用最小二乘法拟合线性曲线，再分别计算每一个测试频率点的相移。相位波动的设计评估：群时延S参数拟合法群时延定义： GD=d/d群时延特性设计目标：使得设计的滤波器的带宽落在群时延特性平坦的部分即可满足相位波动要求。（a） Chybeshev滤波器群时延特性（b）线性相位滤波器群时延特

9、性S参数拟合法仿真得到的滤波器的相位失真结果案例2 Cross-Coupled Filter设计的主要考虑因素实现方法：Cross-Coupled Filter是通过在滤波器耦合节之间添加耦合电感的方式，在原有的滤波器传输函数中附加额外的传输零点，以起到改善高频抑制特性的目的。 普通带通滤波器与Cross-Coupled Filter特性比较在幅频曲线中，通带内有一些波动，而且随着电感的增大，这种波动越小。这是因为耦合电感改变了滤波器中原有的耦合系数造成的，同时带内波动随电感的取值不同而变化的趋势也是很好理解的，因为电感越大耦合系数越小，耦合系数越小，对于滤波器原有的特性影响也越小。 普通带通

10、滤波器与Cross-Coupled Filter特性比较图1与图2的区别主要是由于添加的耦合电感位置不同造成的。图1中的电感只跨越了一个谐振节，图2中的电感则跨越了两个谐振节。图2的结构除了可以优化高频段的特性，还可以同时改善增加低频段的衰减速度，从而改善滤波器的矩形系数。测试结果S21幅频S11 S21相位波动S21宽带幅频S22案例3 有源电路的滤波在有源电路中，通常在供电线路上包含多个滤波电容。这些电容起着旁路射频信号和平衡供电线路阻抗的重要作用！问题：为什么要使用多个旁路电容？f , GHz0-20-40-60 20 40S21, dBCspecified = 15 pFS21,SRF

11、 = -45.1dBSRF = 1.394 GHz1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2.0 2.1 2.2-10-30-50 3010BW =1.475 - 1.310 = 0.165 GHzBW =1.600 - 1.230 = 0.370 GHzBW =1.422 - 1.352 = 0.070 GHz15 pF1个电容的频率响应特性f , GHz0-20-40-60 20 40S21, dB1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2.0 2.1 2.2-10-30-50 3010Cspecified =

12、 13 pFS21,SRF = -42.6 dBSRF = 1.456 GHzBW =1.560 - 1.310 = 0.250 GHzCspecified = 15 pFS21,SRF = -45.1 dBSRF = 1.394 GHz15 pF13 pF2个电容的频率响应特性结论：通过使用多个旁路电容来扩展滤波带宽！用于滤波的旁路电容用于平衡供电网络阻抗的旁路电容设计目标：电源网络电压为2.5V,电源纹波要求为10%。如何保证？AD中频采样板的2.5V电源平面 0.0020.0040.0060.0080.00100.00120.00140.00Time ns-100.00-50.00 0.

13、0050.00100.00150.00200.00250.00300.00Y1 mACircuit1Current on PowerANSOFTm1Curve InfoIpositive(I_DA2V5IO_D8)NexximTransientIpositive(I_DVDDDA3V3_AD9736BBC)NexximTransientNameXYm182.1721 277.3553电流与时间的关系旁路滤波电容添加电容前后电源平面阻抗变化关系2 阻抗匹配技术射频系统为什么要求阻抗匹配？%15cff宽带与窄带系统判断标准：宽带设计的困难Wide Band Requirement in UWB S

14、ystemf = 3.168 to 10.560 GHz, BWband = 528 MHz.Table 2 Frequency plan of UWB systemPrimary Band PlanNew Band Group 6New World-wide compliant Band Plan3168 3696 4224 4752 5280 5808 6336 6864 7392 7920 8448 8976 9504 10032 10560 3432 3960 4488 5016 5544 6072 6600 7128 7656 8184 8712 9240 9768 10296 Fr

15、equency, MHzBand Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9 #10 #11 #12 #13 #14Band Group 1 Band Group 2 Band Group 3 Band Group 4 Band Group 5MandatoryOptionalOptionalOptionalOptionalOptional3168 3696 4224 4752 5280 5808 6336 6864 7392 7920 8448 8976

16、 9504 10032 10560 3432 3960 4488 5016 5544 6072 6600 7128 7656 8184 8712 9240 9768 10296 Frequency, MHzBand Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band #1 #2 #3 #4 #5 #6 #7 #8 #9 #10 #11 #12 #13 #14Band Group 1 Band Group 2 Band Group 3 Band Group 4 Band Group 5MandatoryOptional

17、OptionalOptionalOptional宽带系统的阻抗匹配1)反射损耗S11 or S22, 与 Smith Chart 原点的距离应该尽可能小；2) 反射损耗S11 or S22 圆所包含的面积应该尽可能小。阻抗匹配的判决 匹配情况与S11、S22的位置相关(b) Wideband responseS11 or S22 , dB0-10fcfL,fH,Frequency, MHzfmaxfmin(a) Narrowband responseS11 or S22 , dB0-10fcfL,fH,Frequency, MHzfminfmaxEUNVZfLZfHSWZfmaxZfminoS

18、11 or S22 testingEUNVZfLZfHSWS11 or S22 testingZfmaxZfmino 匹配情况与S11、S22的面积相关EUNVZfLZfHSWS11 or S22 testingZfmaxZfmino(a) Narrowband responseS11 or S22 , dB0-10fLfH,Frequency, MHzfminfmaxf,o(b) Wideband responseFrequency, MHzfL,fH,fminfmaxS11 or S22 , dB0-10f,oEUNVZfLSWZfmaxZfminoS11 or S22 testingZf

19、H插入单个元件时的反射曲线变化f 串联电感0ZL , j0ZL = jL+-jLXjZZLLOESWVNZfL, 1ZfH, 1ZfH, 2ZfL, 2(a) Impedance trace kept in even shapeU 当插入串联电感时，反射曲线从“1”变化到“2” Impedance trace #1, ZfL : Impedance at low frequency end, Impedance trace #2, ZfH : Impedance at high frequency end, Moving direction of impedance Subscript “1”

20、, “2” denotes number of impedance trace, Demarcation circle, RL= - 10 dB.OESWVNWZfL, 1ZfH, 1ZfL, 2ZfH, 2U(b) Impedance trace changed from even to curly shape1 ,1 ,fHfLXX1 ,1 ,fHfLXX 串联电容f0ZC , j0ZC = -j(1/C)+-CjjCXjZZCC113 ,3 ,fHfLXX3 ,3 ,fHfLXXZfH, 3ZfL, 3ZfL, 4ZfH, 4OESVNUW3 ,3 ,fHfLXX(a) Impedanc

21、e trace kept in even shapeESWVNUOZfH, 3ZfL, 3ZfH, 4ZfL, 43 ,3 ,fHfLXX(b) Impedance trace changed from even to curly shape 在插入串联电容后，反射曲线从“3”变到“4”. Impedance trace #3,ZfL : Impedance at low frequency end, Impedance trace #4,ZfH : Impedance at high frequency end,Moving direction of impedanceSubscript “

22、3” , “4” denotes number of impedance trace,Demarcation circle, RL= - 10 dB.LjjLBjZYYLLL111 并联电感f00YL = - j(1/L)0YL , j0+- 在添加并联电感后，反射曲线从“5”变到“6”. Impedance trace #5,ZfL : Impedance at low frequency end, Impedance trace #6,ZfH : Impedance at high frequency end,Moving direction of impedanceSubscript “

23、5”, “6” denotes number of impedance trace,Demarcation circle, RL= - 10 dB.OESWVNZfH, 5ZfL, 5ZfH, 6ZfL, 6U5 ,5 ,fHfLBB(a) Impedance trace kept in even shapeZfH, 5ZfL, 5ZfH, 6ZfL, 6OESWVNU5 ,5 ,fHfLBB(b) Impedance trace changed from even to curly shape 并联电容YC = jCf0YC, j0+-jCBjZYYCCC1 在添加并联电容后，反射曲线从“7

24、”变到“8”Impedance trace #7,ZfL : Impedance at low frequency end, Impedance trace #8,ZfH : Impedance at high frequency end,Moving direction of impedanceSubscript “7” , “8” denotes number of impedance trace,Demarcation circle, RL= - 10 dB.ZfH, 7ZfL, 7ZfL,8ZfH, 8OESWVNUW7,7,fHfLBB(a) Impedance trace kept

25、 in even shapeOESNVUZfL, 7ZfH, 7ZfL,8ZfH, 87,7,fHfLBB(b) Impedance trace changed from even to curly shape由两个元件组成的匹配网络串联型匹配网络)1 ()11 (1222SSSSSSSSjLCjLjLjCjLZZSSSCL12CSLS 串联网络的阻抗fSf0ZS , j+-VNWEUSOPZfH,BZfL,AZfH,AZfL,B 加入串联型网络后，反射曲线从“A”变到“B” Impedance trace #A, ZfL : Impedance at low frequency end, I

26、mpedance trace #B, ZfH : Impedance at high frequency end, Moving direction of impedance Subscript “A”, “B” denotes number of impedance trace, Demarcation circle, RL= - 10 dB.并联型匹配网络 )1 (11122PPPPPPPjCjCjLjCjLZjZ)1 (122PPPjCZYjYPPPCL12LPCP 并联匹配网络fPPfZP , j0+-VNWEUSOZfH, DZfL, DZfH,DZfL, CP 添加并联匹配网络后，

27、反射曲线从“C”变到“D”Impedance trace #C,ZfL : Impedance at low frequency end, Impedance trace #D,ZfH : Impedance at high frequency end,Moving direction of impedanceSubscript “C”, “D” denotes number of impedance trace,Demarcation circle, RL= - 10 dB.2Lp1Cp1/2LSCp/2LS50 IQ ModulatorLOpLOn50 12345(c) Impedance

28、 matching in LO portImpedance matching network is building step by stepCS1, LS1CS1, LS1在插入不同的匹配元件后，LO端口的带宽变化关系 (f = 3168 to 4752 MHz).LLLLLVNWEUSO5S331423(a) 加入不同的匹配电路后，S33 在Smith Chart上的变化S33, dB100-10-20-30-40-502.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 Frequency, GHz42531(b) 在笛卡尔坐标系中S33的相应变化关系LS= 5.25 pH (As if LS

29、 is not existed).LS= 5.25 nH (RS=13.06 , Q=10).LS= 5.25 nH (RS=13.06 , Q=10), CP= 1.2 pF.LS= 5.25 nH (RS=13.06 , Q=10), CP= 1.2 pF,LS1= 7.8 nH(Rs=19.4 for Q=10, additional Rs=5.6 ), CS1= 0.24 pF.LS= 5.25 nH (RS=13.06 , Q=10), CP= 1.2 pF,LS1= 7.8 nH(Rs=19.4 for Q=10, additional Rs=5.6 ), CS1= 0.24 pF

30、,Lp1= 2 nH(RS=4.98 for Q=10, additional Rs=5.02 ), CP1= 0.8 pF. 51423案例4 不同匹配电路选取对IQ调制器本振带宽的影响案例5 LNA的阻抗匹配LNA阻抗匹配的特殊要求：输入端为最佳源阻抗输出端为匹配阻抗低噪放原理框图设计指标要求设计指标要求1频率范围：9 GHz9.5 GHz2 增益：22dB2dB3 噪声系数： 1.2dB4 驻波：1.55 带内波动 1dB器件选用：NEC公司的HEMT管NE3210S01Rogers公司的RO4003VDS=2V，ID=10mA时，10GHz，NF为0.32dB，Gain为14.7dBr

31、3.380.05，tan=0.0027。匹配网络设计匹配网络设计使用双管级联实现采用的拓扑结构为并联导纳式结构，即利用串联微带传输线进行导纳变换，然后并联一个微带分支线，微带线的终端开路（或短路），用其输入导纳作为补偿电纳，以达到电路匹配。 ADS仿真拓扑图9. 059. 109. 159. 209. 259. 309. 359. 409. 459. 009. 502. 352. 402. 452. 502. 302. 55f req, G H zK9. 059. 109. 159. 209. 259. 309. 359. 409. 459. 009. 5027. 828. 028. 228.

32、 427. 628. 6f req, G H zdB(S(2, 1)增益 稳定因子9. 059. 109. 159. 209. 259. 309. 359. 409. 459. 009. 501. 281. 301. 321. 341. 361. 261. 38f req, G H zVSW R 1VSW R 29. 059. 10 9. 159. 209. 259. 309. 35 9. 409. 459. 009. 501. 031. 041. 051. 061. 021. 07f req, G H znf (2)NF VSWR测试结果：测试结果：噪声系数最大值1.16dB，最小值0.93

33、dB。增益最大值21.5dB，最小值为20.7dB。 3 射频系统的设计接收机主要技术指标：噪声系数带宽带内杂散带外抑制动态范围（主要以三阶交调产物的方式进行刻画）通道一致性（幅/相）通道带内波动（幅/相）如果为中频采样方式中频采样频率时钟抖动频率源主要技术指标：跳频点数跳频时间输出功率相位噪声带外抑制带内杂散3.1 匹配滤波技术什么是匹配滤波器？能够是接收机输出信号峰值-平均噪声（功率）比最大的线性网络称为匹配滤波器。匹配滤波器的特点：不论输入信号波形的形状、带宽、持续时间如何，最大输出信号峰值-平均噪声比总是接收信号能量的两倍处于单位带宽的噪声能力N0。即 Rf 2E/N0匹配滤波器在数学

34、上等于发射信号的共轭，或者说带宽与信号持续时间的乘积近似等于1。各种匹配滤波器的响应曲线3.2 数字接收技术限制数字接收机的主要瓶颈在于！典型数字接收机框图量化噪声产生的机理当使用有限的离散量来描述一个连续变化信号的时候，不可避免的会产生误差，这种量化误差就是量化噪声产生的根本原因。量化的两种方法：舍入法：取最接近于实际采样值的量化值来近似采样值；截断法：取不大于实际采样值的最大量化值来近似采样值。舍入法和截断法量化的比较不同量化方法的比较量化噪声的统计特性量化误差是在量化区间内均匀分布的，并且是随机出现的，其特性类似于电噪声，所以量化误差也称为量化噪声。均值：均方值：均值均方值位数的选取与动

35、态范围计算能否满足系统应用，主要取决于的位数！动态范围：取正弦信号计算仅考虑量化噪声影响时：带通采样的设计参数 当信号是一个带通信号时，采样频率低于*max时，仍然可以精确的恢复原始信号。带通采样的相关参数：采样频率：系数K：信号带宽：系数K为整数孔径抖动的影响由于各种干扰信号的存在，会使得信号被相位调制，即发生时域上的信号抖动。这种抖动会严重影响ADC的SNR和有效位数！孔径抖动的影响孔径抖动对ADC带宽的影响：孔径抖动对ADC信噪比的影响：孔径抖动对ADC信噪比影响的图解关系案例6 无阻塞条件下的接收机参数设计MAX1418的典型参数设计约束：ADC前噪声系数：3.5dBADC引入噪声恶化

36、：0.2 dB采样频率：61.44MHz信道带宽：1.23MHz设计目标：系统增益计算过程AD噪声系数计算=174-10*log（FS/2）-基底噪声功率NF=174-10*log（61.44M/2）-72.2=26.9dB案例7 阻塞条件下的接收机参数设计设计约束（引自CDMA2000基站规范）：天线端最大阻塞信号：-30dBm前端AGC：6 dB总干扰（噪声+失真）恶化： 3dB（相对参考灵敏度） 设计目标：3dB恶化的合理分配NF=174-10*log（61.44M/2）-69.6=29.4dB因为阻塞信号的存在，ADC的基底用SNR等效案例8 接收机设计的平衡考虑接收机设计存在一个不可

37、避免的悖论：高灵敏度接收机不能具有高的动态范围；高动态范围接收机不能具有高灵敏度。案例9 接收机中混频器输入功率的选择 与信号接收相关的一个问题是区别较大的基调信号与较小的失真产物的能力。接收机的动态范围规定了接收机辨别信号和失真、信号和噪声或信号与相位噪声的最大能力范围。 在测量信号和失真时，混频器电平决定了接收机的动态范围。对动态范围进行优化的混频器电平，由接收机的2次谐波失真、三阶提示交调失真和平均噪声确定。可根据这些指标绘制内部产生的失真和噪声 与 混频器电平的关系图。图中标出了-40 dBm混频器电平处-75 dBc 2 次谐波失真点，-30 dBm混频器电平处-85 dBc 三阶失

38、真点，以及10 kHz RBW 时的-110 dBm 噪声本底。2次谐波失真线的斜率为1，因为混频器基波电平每增加1 dB，SHD 要增加2 dB。但由于失真是由基波与失真分量之差确定，因此其变化仅1 dB。同样，绘出的三阶失真的斜率为2。对于混频器电平每1 dB的变化，三阶分量改变3 dB，即相对为2 dB。通过把混频器电平设置在二阶或三阶失真等于噪声基底处，即可得到最大的二阶和三阶动态范围，图中标出了了相应的混频器电平。3.3 频率合成器设计频率合成器（Frequency Synthesizer）的实现有以下3种方案：PLL生成基带，混频得到高频信号倍频与混频结合的直接频率合成直接生产高频

39、信号，通过分频得到低频信号PLL方案直接合成方案高频振荡器方案方案比较PLL方案最为简单，体积、功耗、重量均较小。但是，受限于环路带宽的影响，远端相位噪声下降缓慢！直接合成方案最为复杂，体积、功耗、重量均较大。但是，远端相位噪声下降迅速！高频振荡方案最有前景，体积、功耗、重量均较小。但是，高纯度高频振荡器制造困难，技术难度大！光电振荡器方案3的实现必须解决高频振荡器的问题。传统的SAW、石英晶体、DR谐振器等受限于品质因素Q和振荡频率的关系，均不是需要的高纯度高频振荡器的选择。实现原理：光谐振腔相位噪声相位噪声就是短期频率稳定度, 是一个物理现象的两种表示方法。相位噪声为频域表示,短期稳定度为

40、时域表示。相位噪声一般是指在系统内各种噪声作用下所引起的输出信号相位随机起伏, 相位的随机起伏必然引起频率随机起伏, 这种起伏速度较快, 所以又称之为短期频率稳定度, 用单边带内 1Hz 带宽内的相位噪声功率谱密度(f m ) 表示。而时域一般用在一定时间间隔内, 频率变化量的相对值表示, 它是测量时间S的函数, 一般用方差 描述频率稳定度, 可分长期稳定度和短期稳定度。被窄带噪声调制的纯净信号当值很小时, 例如随机噪声调制的情况下, 调制指数很小, 这时调相近似线性。使用迭加原理将各自独立的相位噪声功率相加, 而各自独立的噪声电压按平方或平方根组合在一起。例如 f = 1kHZ 的地方, 1

41、Hz 带宽的噪声功率谱密度为PN , 与信号功率P 0 之比PN/P0= N 2/V2= 2， 即偏离1kHz, 1Hz 带宽内的噪声功率引起的信号相位抖动了 2 rad2。这就是相位噪声的基本物理意义。相位噪声的物理意义相噪对系统的影响通信系统雷达频率合成器中的滤波技术频率合成器要求输出高稳定度和高纯度的信号。前者依靠低相噪实现，后者在方案确定的情况下，只能依靠滤波技术实现。频率合成器中的滤波电源滤波信号滤波交联控制线滤波二次电源电源进线滤波传输滤波器组合频率滤波LTVC1129案例10 X-Band DRO设计 上世纪30年代，美国斯坦福大学的R.D.Richtmyer从理论上证明了介质谐

42、振器的可行性，但限于工艺和技术水平直到上世纪6070年代才开发出合适的材料用于介质谐振器的设计和生产。由介质振荡器由于温度稳定性好，工作于高频率时可以提供优良的频谱特性和相位噪声特性，已在厘米波、毫米波的领域得到了广泛应用。 介质振荡器在工作原理上与通常的振荡器没有本质区别。振荡器都是使用有源电路提供能量，利用反馈等手段使得有源电路发生自激振荡，再通过外接的谐振电路实现选频、稳频功能，并将得到的最终信号通过输出网络送往后级电路。反馈型介质振荡器介质振荡器在具体实现上利用了介质谐振器同时实现了信号反馈和输出信号选频、稳频的功能。设计流程设计指标要求：振荡频率：9GHz输出功率：5dBm相位噪声：

43、-70dBc/Hz10Hz;-90dBc/Hz100Hz;-110dBc/Hz1KHzDRO电路拓扑结构的选取使用DR构成的振荡器通常使用以下两种的电路拓扑结构：(1)DR作为无源稳频元件耦合于晶体管自激振荡器，如带阻滤波器加载型DRO。(2)DR作为晶体管振荡器反馈网络或匹配网络的元件以确定振荡频率，如串、并联反馈型和传输型DRO。其中带阻滤波器加载型频带窄，存在跳模、频率调谐回滞现象，而反馈型具有频带宽、输出功率大等优点，应用很广。设计的DRO电路拓扑结构为串联反馈型，其谐振电路采用传输型耦合的DR。 DR的选择与计算DR的选择需要除了考虑到其温度特性、无载品质因数Qu，还应综合考虑其安装

44、方式等的影响。孤立DR的工作频率主要由外形尺寸与自身的介电常数决定。 13233fV式中代表DR的介电常数，V（mm3）代表DR的体积。为了避免高次模的影响，当选择圆柱形DR时，直径（D）/高等（L）应1.4，即可保证DR的最低次模是TE01。DR与腔体、微带板的关系DRO的振荡频率不仅仅由外形尺寸与自身的介电常数决定，当其安装于包含微带板的腔体中时，腔体和微带板都会影响工作频率。当遵从以下原则时，腔体和微带板的影响都可以忽略：1 确保侧壁距离大于谐振器半径1.5倍以上。2 选择衬底厚度h较薄的微带板，确保h/L0) t hen P ow er _S i gnal 1 el se P ow e

45、r _S i gnal 2E qnD at a2=i f ( z0) t hen P ow er _I M 3_1 el se P ow er _I M 3_2二次开发的计算函数 4.2 接收机杂散分布预测 在传统的窄带接收机中，杂散分布预测相对容易一些，可以通过表格或手工计算杂散分布 。 在宽带接收机中，因为信号的可能占据了吉赫兹的频谱宽度，相应的一本振也会占据同样宽度的频谱，再考虑到各个信号的高次谐波，通过表格或手工计算杂散分布已经不太可能。 借助软件进行的杂散分布预测，有两种方法：借助Matlab软件，模仿传统的手工计算过程；借助ADS软件，利用Spectrasys和What IF两个功

46、能模块实现。 使用Matlab预测杂散分布优点：利用软件的强大计算能力和存储能力，完成手工计算无法应对的数据量增长。 缺点：无法得出关于杂散分布的功率信息。用于杂散分析的Matlab程序 利用ADS实现的杂散预测分布 优点：可以得到精确的杂散分别（频率、功率）缺点：需要在分析的初始阶段建立较为精确的仿真模型，资源消耗大ADS杂散预测工具What IF ：在频谱中寻找无杂散分布的可用中频频率 Spectrasys分析在给定信号的前提下，所有可能的信号分布（频率、功率）缺点：只能分析一次混频过程缺点：系统资源要求高What IFWhat IF软件设置界面 一中频杂散估算结果 二中频杂散估算结果 S

47、pectrasys无滤波时的杂散分布分段滤波后的杂散分布4.3 高瞬时带宽条件下的幅频、相频特性可预测设计 高瞬时带宽是一个相对的概念，主要是指的具有很高的相对带宽的情况。 中心频率8GHz的仿真结果 中心频率10GHz的仿真结果 同一个器件在不同中心频率处理1GHz带宽信号的比较 实际接收机的幅频响应特性f0+100MHz幅频特性曲线 f0-100MHz幅频特性曲线 接收机中频300MHz左右，信号带宽200MHz 200MHz带内，幅频曲线的总波动约为3.5dB 中频2.25GHz，信号带宽500MHz 接收机幅频特性曲线 500MHz信号带宽内，波动2dB左右 200MHz信号带宽内，波

48、动1dB左右 接收机相频响应的影响影响接收机相频响应的主要因素典型接收机中一般包含放大器、衰减器、混频器、滤波器和电阻电容等无源器件。在这些器件中，滤波器对于系统的相频响应的影响最大。 滤波器相位失真 放大器相位失真 接收机相频响应的预测利用群时延特性预测相位失真利用线形相位偏差预测相位失真 利用群时延特性预测相位失真 (3)dGDdt群时延的定义：Chybeshev滤波器群时延特性 线性相位滤波器群时延特性 案例12 利用线形相位偏差预测相位失真通过将测试或仿真得到的网络的相位数据与一个无相移或线形相移的网络的相位数据进行比较，从而得到被测网络的相移数据。Deviation-Linear-P

49、hase函数源代码 利用线形相位偏差预测相位失真2.2GHz通带4.4GHz阻带滤波器响应 2GHz通带4GHz阻带滤波器响应 1.8GHz通带3.6GHz阻带滤波器响应 4.4 高瞬时带宽IQ调制/解调实现 在雷达信号处理中，通过对回波信号进行模拟IQ解调再进行复数FFT来实现目标检测功能。而且，由于模拟IQ解调器是一个典型的互易电路，这使得模拟IQ解调器在信号产生系统中也得到了大量应用。利用模拟IQ解调器对基带信号进行IQ调制是产生超宽带信号的主要方法。 案例13 模拟IQ解调器模拟IQ解调器原理框图 保证解调信号的质量，需要同时解决以下问题：1 实现匹配的两个变频通道；2 实现匹配的IQ

50、信号传输。 模拟IQ解调电路的性能：1 全频带内的变频特性；2 IQ支路间的一致性（含幅度和相位） 实现方案的选取分布式方案：利用带状线或微带线实现所需的功分、移相，并利用分立的两只混频器单独实现两个通道的变频功能。MMIC方案：利用MMIC作为混频器件，再辅以外围匹配、滤波电路实现。 分布式方案的缺点：两只分立的混频器难以实现特性的完全匹配；多相滤波器在宽带条件下性能下降，无法保证器件的宽带工作；多相滤波器的移相特性受频率变化影响显著；由于混频器、功分器和多相滤波器都是单独实现的，其间的互联 对电路特性的影响难以弥补；多为定制解决方案，灵活性差，而且与前后级电路难于集成，导 致最终产品的特性

51、难以保证。IQ正交误差对于边带抑制的影响 MMIC方案的优势：所有的功分、移相功能都集成到了器件内部，可以在很大的频率范围内实现高精度的功分、移相；利用同样的工艺集成在同一块基片上，容易实现匹配；原有的用微带线实现的电路板改为使用CPW实现以减小体积。 CPW的设计ICPW的优势：1）由于保留了介质板上的大部分金属，CPW的生产非常容易进行；2）在CPW结构上由于接地平面的存在，可以象安装串联器件一样方便的安装并联器件；3）器件的接地不再需要通过复杂的过孔实现；4）由于信号线被接地平面所包围可以有效的减小辐射。5）利用CPW还可以极大的实现电路尺寸的缩减 FW-CPW示意图 CPW的设计II0

52、0 (4) (5)1 (6)effpeffpCCCVZCV 00( )C =4 (7)K kK k01 (8)CCC 1011()C =4(1) (9)rK kK k 22222k= (10)1 (11)cbabcaka FW-CPW的参数计算：外围电路的设计输入端口的设计输出端口的设计IQ信号传输网络的设计低通滤波器的选取低通滤波器相位特性比较 基板的设计与仿真基板的电磁场仿真基板与外围器件的共仿真m 1f req=dB(S(4, 3)=-1. 929246. 9M H zm 3f req=dB(S(4, 3)=-0. 9141. 000 H zm 11f req=dB(S(4, 3)=-6

53、2. 8721. 373G H zm 12f req=dB(S(4, 3)=-72. 1261. 436G H zm 9f req=dB(S(6, 8)=-26. 0661. 373G H zm 10f req=dB(S(6, 8)=-54. 3591. 436G H z0. 20. 40. 60. 81. 01. 21. 41. 60. 01. 8-60-40-20-800f req, G HzdB(S(4,3)R eadoutm 1R eadoutm 3R eadoutm 11R eadoutm 12dB(S(6,8)R eadoutm 9R eadoutm 10m 1f req=dB(S

54、(4, 3)=-1. 929246. 9M H zm 3f req=dB(S(4, 3)=-0. 9141. 000 H zm 11f req=dB(S(4, 3)=-62. 8721. 373G H zm 12f req=dB(S(4, 3)=-72. 1261. 436G H zm 9f req=dB(S(6, 8)=-26. 0661. 373G H zm 10f req=dB(S(6, 8)=-54. 3591. 436G H zIQ信号的幅频特性 m 5freq=phase(S(6,8)=-140.310215.6M Hzm 6freq=phase(S(4,3)=-140.89921

55、5.6M Hz0.20.40.60.81.01.21.41.60.01.8-1000100-200200freq, G Hzphase(S(6, 8)Readoutm 5phase(S(4, 3)Readoutm 6m 5freq=phase(S(6,8)=-140.310215.6M Hzm 6freq=phase(S(4,3)=-140.899215.6M HzIQ信号的相频特性 测试结果MMIC方案IQ幅频特性 MMIC方案变频特性 性能比较分布式方案样品1的测试结果 MMIC方案的测试结果 分布式方案样品2的测试结果5 射频系统的电磁兼容设计什么是电磁兼容？EMC Electro Ma

56、gnetic Compatibility设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。电磁兼容的组成常见骚扰源SI与PI信号完整性信号完整性(signal integrity)?信号完整性(Signal integrity)是指一个信号在电路中产生正确的响应的能力。信号具有良好的信号完整性(signal integrity)是指当在需要的时候，具有所必需达到的电压电平数值。电源完整性电源完整性(power integrity)?电源完整性(Powerl integrity)是指一个电源在电路中进行无损分配的能力。电源具有良好的电源完整性(signal i

57、ntegrity)是指当在需要的时候，能以小的失真和损失进行供电的能力。案例14 PCB的SI分析PCB SI分析的基础是板级的电磁场仿真对箭头所指的差分对进行SI分析0.001.002.003.004.005.00Freq GHz-1.20-1.00-0.80-0.60-0.40-0.200.00Y1111_v2_ADI_DB0_P/N Insertion LossANSOFTCurve Infodb(S(I_DB0_DA_N,I_DB0_FPGA_N)I_DB0db(S(I_DB0_DA_P,I_DB0_FPGA_P)I_DB0dB(S(I_DB0_FPGA_N,I_DB0_DA_N)I_

58、DB0dB(S(I_DB0_FPGA_P,I_DB0_DA_P)I_DB00.001.002.003.004.005.00Freq GHz-60.00-50.00-40.00-30.00-20.00-10.00Y1111_v2_ADI_DB0_P/N Return LossANSOFTCurve Infodb(S(I_DB0_DA_N,I_DB0_DA_N)I_DB0db(S(I_DB0_DA_P,I_DB0_DA_P)I_DB0db(S(I_DB0_FPGA_N,I_DB0_FPGA_N)I_DB0db(S(I_DB0_FPGA_P,I_DB0_FPGA_P)I_DB0差分对传输损耗差分对回

59、波损耗差分对阻抗分析0.000.200.400.600.801.00Time ns 0.0020.0040.0060.0080.00100.00120.00Y1 ohmTDRTDR_Zdiff_ZoddANSOFTm1m2m3m4m5m6m7m8m9m10Curve InfoO(a13374:zdiff)NexximTransientO(a13374:zneg)NexximTransientO(a13374:zpos)NexximTransientNameXYm10.0522 113.2358m20.1112 111.9176m30.1792 113.9026m40.2666 110.2682

60、m50.3522 112.4509m60.052256.3484m70.111255.7457m80.179256.8409m90.266654.9971m100.352256.06380.000.130.250.380.500.630.750.881.00Time ns37.7850.0062.5074.62Y1 ohmTDRTDR_SingleANSOFTm1m2m3m4m5Curve InfoO(a13369:zl)NexximTransientO(a13373:zl)NexximTransientNameXYm10.0671 73.9622m20.1367 65.3781m30.212