北京交通大学-通信原理实验BPSK实验+数字信号频谱

1、通信原理实验第48页学生： 学号： 指导教师： 王根英 日期： 2014.12.16 上课时间：星期 2 第 5 大节通信原理实验电子信息工程学院实验九 BPSK传输系统一、 实验前的准备(1) 预习本实验的相关内容。(2) 熟悉本教材附录B和附录C中实验箱面板分布及测试孔位置模块的跳线状态。(3) 实验前重点熟悉的内容：1) 了解软件无线电的基本概念；2) 熟悉软件无线电BPSK调制和解调原理；3) 明确波形成形的原理，4) 明确载波提取原理，5) 明确位定时提取原理。(4) 思考题。1) 软件无线中的BPSK调制解调方式与传统的调制解调方式有什么不同？软件无线电中的BPSK编码、调制、波形

2、成形都使用软件(如FPGA)来完成；而传统的BPSK这些部分使用电路来完成。2) 载波提取常用的方法有哪些？提取载波的方法一般分为两类：一类是外同步法，在发送有用信号的同时，在适当的频率位置上，插入一个（或多个）称作导频的正弦波，接收端就由导频提取出载波，这类方法称为插入导频法；导频法有频域插入导频法和时域插入导频法。另一类是自同步法，不专门发送导频，而在接收端直接从发送信号中提取载波，这类方法称为直接法。直接法有平方变换法、平方环法和同相正交环法。3) 位定时提取常用的方法有哪些？从基带信号中提取位定时同步的方法有插入导频法和自同步法提取位定时(自同步法包含滤波法和锁相环法)；从数字已调信号

3、中提取位定时同步的方法有包络检波滤波法和延迟相干滤波法。二、 实验目的(1) 熟悉软件无线电BPSK调制和解调原理。(2) 掌握BPSK调制产生、传输和解调过程。(3) 掌握BPSK正交调制解调的基本原理和实现方法。(4) 了解数字基带波形时域形成的原理和方法。(5) 掌握BPSK眼图的正确测试方法，能通过观察接收眼图判断信号的传输质量。(6) 加深对BPSK调制、解调中现象和问题的理解。(7) 加深对载波提取和位同步提取概念的理解。三、 实验仪器(1) ZH5001A通信原理综合实验系统(2) 20MHz双踪示波器四、 基本原理(1) BPSK调制二进制相移键控(BPSK)可以用幅度恒定，载

4、波相位随着输入数字信号（1、0码）而变化的信号来表小，通常这两个相位相差180度。BPSK信号可表式为其中绝对码、BPSK已调信号、相对码、DPSK已调信号波形如图9-5所示。调制电路原理框图如图9-6所示。输入数字信号首先进行差分编码，差分编码的主要作用是解决载波相位含糊带来的问题，然后进行成形滤波。成形滤波的作用是解决信号传输的码间串扰问题，这些都在FPGA模块完成。成形滤波后的数字信号分为完全相同的两路信号分别送到D/A转换器，将数字信号转变为模拟信号，然后经过低通滤波器，得到波形成形以后的数字信号。利用该信号分别对两个正交的载波进行二相调相，可以得到两个相互正交的而相调相信号，两个相互

5、正交的二相调相信号相加得到的仍然是一相调相信号。由于一进制数字信号直接对载波信号进行调相，其相位存在180度跳变号，因此，信号所占据的带宽大，从而使这种调制方式在实际运用中产生以下问题。1) 占用的频带宽，浪费宝贵的频带资源。2) 会产生邻近信道干扰，对系统的通信性能产生影响，在移动无线通信系统中，要求在相邻信道内的带外辐射一般应比带内的信号功率谱低40dB-80dB,3) 信号经过带宽受限信道会产生码间串扰，降低传输的性能。为了解决上述存在的问题，在实际通信系统中，不采用上述直接用数字信号产生PSK信号的方法，而是要采用波形成形技术，从而可以使发送频谱在发端将受到限制，提高信道频带利用率，减

6、少邻道干扰；在接收端采用相同的滤波技术，对BPSK信号进行最佳接收；获得无码间串扰的信号传输。实际中常用升余弦滤波器完成波形成形。升余弦滤波器的传递函数为 式中 是滚降因子，取值范围为0到1,一般。随着的增加，相邻符号间隔内的时间旁瓣减小，这意味着增加可以减小位定时抖动的敏感度，但是增加了占用的带宽。对于矩形脉冲BPSK信号，能量的90在大约1.6Rs心的带宽内，而对于的升余弦滤波器，所有能量则在1.5的带宽内。由此可见，经过波形成形以后的信号，带宽加宽了，但码间干扰受到了很好的改善。升余弦滚降传递函数可以通过在发射机和接收机使用同样的滤波器，其频率响应为升余弦响应的平方根。根据最佳接收原理，

7、这种响应特性的分配提供了最佳接收方案。升余弦滤波器在频域上是有限的，它在时域上的响应将是无限的，是一个非因果冲激响应。为了在实际系统上可实现，一般将升余弦冲激响应进行截断并进行时延，使其成为因果响应。截断长度一般从中央最大点处向两边延长4个码元。由截断的升余弦响应而成形的调制基带信号，其频谱一般能很好地满足实际系统的要求。为实现滤波器的响应，脉冲成形滤波器可以在基带实现，也可以设置在发射机的输出端。一般来说，在基带上脉冲成形滤波器用DSP或FPGA来实现，每个码元一般需采样4个样点，考虑当前输出基带信号的样点值与8个码元有关，由于这个原因使用脉冲成形的数字通信系统经常在调制器中同时刻存储了几个

8、符号，然后通过查询存储符号离散时间波形表，输出这些值（表的大小为210）就可以得到波形成形以后的信号。这种查表法可以实现高速数字成形滤波，其处理过程如图9-7所示。成形之后的基带信号经D/A变换之后，直接对载波进行调制。在实验系统中，BPSK的调制工作过程如下。首先输入数据进行波形成形滤波，滤波后的信号分别送入I、Q两路支路。因为I、Q两路信号完全相同，载波是两个频率相同、相位相差90度相互正交的载波，所以经调制合路之后仍为BPSK信号。为了便于比较，现将采用直接数据调制与波形成形信号调制的BPSK波形均绘于图9-8。从图中可以清楚地看到两种信号的包络情况。直接调制产生的BPSK信号无包络变化

9、，成形调制产生的BPSK信号有着明显的包络变换，其包络就是波形成形的结果，防止码间串扰就体现在包络的变化上。在接收端采用相干解调时，恢复出来的载波与发送载波频率是相同的，但相位存在两种可能，可能是0度，也可能是180度。如果是0度，则解调出来的数据与发送数据一样；否则，解调出来的数据将与发送数据反相。这种现象称为载波相位模糊。为了解决这一技术问题，在发端可以采用差分编码，经相干解调后再进行差分解码。差分编码的逻辑关系为 实现电路如图9-9所示差分解码逻辑关系为 电路如图9-10所示(2) BPSK解调接收的BPSK信号可以表示为 BPSK解调电路框图如图9-11所示。由图可知，为了对接收信号进

10、行正确的解调，首先经过中频放大，然后送到同相和正交两个支路。由于采用的是同步解调，要求在接收机端得到载波的相位和频率信息，同时还要在正确时刻对信号进行判决。这就是前面所讲的载波提取与位定时提取技术。在前面已有叙述，对于二相调相信号的载波提取最常用的方法有平方变换法和判决反馈环。为了提高载波的质量，这里采用锁相环来实现。在采用PLL方式进行载波恢复时，PLL环路对输入信号的幅度较为敏感，因而在实际中一般在前端还需加入性能较好的AGC电路。在图9-11所示的实验电路中，BPSK的DSP解调方法A/D采样速率为4倍的码元速率，即每个码元采样4个样点。采样之后，进行平方根Nyquist匹配滤波。将匹配

11、滤波之后的样点进行样点抽取，每两个样点抽取一个采样点，即每个码元采样2个点送入后续电路进行处理。将每个码元2个点进行位定时处理，根据误差信号对位定时进行调整。再将位定时处理之后的最佳样点送入后续处理（即又进行了2：1的样点抽取）。根据最佳样点值进行载波鉴相处理。鉴相后的结果送入PLL环路滤波，控制VCO。最终使本地载波与输入信号的载波达到同频同相。位定时与载波恢复之后，进行判决处理。在BPSK解调器中，载波恢复的指标主要有同步建立时间、保持时间、稳态相差、相位抖动等。载波提取同步建立时间将影响BPSK在正确解调时所丢失的比特数，该指标一般对突发工作（解调器是一帧一帧地接收进行解调，而且在这帧之

12、间载波信息与位定时信息之间没有任何关系）的解调器有要求，而对于连续工作的解调器该指标一般不作要求。载波提取电路的保持时间在不同场合要求不同。例如，在无线衰落信道中，一旦接收载波出现短时的深衰落，要求接收机提取的载波信号仍能跟踪一段时间。对BPSK信号，当提取的载波信号存在稳态相位误差时，信道误码率为 为了提高BPSK的解调性能，一般尽可能地减小稳态相差，在实际中一般要求提取出的载波信号稳态相位误差小于5度。改善该性能一般可通过提高环路的开环增益、减少环路时延来完成。需要注意到在提高环路增益的同时，对环路的带宽可能产生影响。相位抖动是指环路输出的载波在某一相位点按一定分布随机摆动，其摆动的方差对

13、解调性能有很大的影响。相位抖动与稳态相差一样对BPSK解调器的误码率产生影响，另外，它还使环路产生一定的跳周现象。所谓跳周，是指环路从一个相位平衡点跳向相邻的平衡点，从而使解调数据出现倒相或其他的错误规律。按工程经验，在门限信噪比条件时跳周一般要求每2小时小于1次。采用PLL环路提取载波，其环路带宽是可控的。一般而言，环路带宽越宽，载波恢复时间越短，输出的载波相位抖动就越大，环路越容易出现跳周反之，环路带宽越窄，载波恢复时间越长，输出载波相位抖动就越小，环路的跳周率越小。因而，可根据实际需要，调整环路带宽的大小，以达到设计的要求。位定时对于接收BPSK信号的性能也是相当重要的。输入信号与本地相

14、干载波相乘并经匹配滤波之后，在什么时刻对该信号进行抽样、判决，这一功能主要由位定时来实现。解调器输出判决之前的基带信号如图9-12所示。抽样时钟A在信号最大点处进行抽样，也是眼图张开最大点进行判决，这一判决时刻为最佳判决点。由于在最佳判决点进行判决，因此可以保证输出信号具有最大的信噪比，从而也能保证误码率最低。如果选择抽样时钟B进行判决，则偏离最佳判决时刻，使信噪比要下降，误码率由于位定时存在相位差而增加。在接收到BPSK信号之后，提取出的位定时一般不处于最佳抽样判决点的位置，必须采用一定的算法对抽样点进行调整，这个过程称为位定时恢复。常用的位定时恢复有滤波法、数字锁相环等。本实验采用的是锁相

15、环法。下面对其基本原理加以分析。以4倍码元速率抽样为例，对于解调低通滤波器输出信号进行取样，取样点如图9-13所示。设S(n-2)和S(n+2)为调整后的最佳取样判决点，S(n)为两个相邻码元最佳取样判决点的中点。要进行位定时取样判决点的调整，必须提取误差信息。我们知道，位定时提取基带信号存在着过零点，如图9-13所示的情况。位定时误差的大小按下式进行计算：如果，则位定时抽样脉冲应向后调整反之应向前调整。其调整过程主要是通过调整分频计数器来完成，电路构成如图9-14所示。当定时误差时，选择器选择计数器c输出，当定时误差时，选择器选择计数器a输出，当定时误差时，选择器选择计数器b输出。需要说明的

16、是，一般在实际应用中还需对位定时的误差信号进行滤波（利用位定时环路滤波），这样可以提高环路的抗噪声性能。(3) 眼图利用眼图可以方便直观地估计系统的性能。对眼图的测试方法如下：输入信号选择随机数字信号，用示波器的同步输入通道接到码元的时钟，用示波器的另一通道接在系统接收滤波器的输出端，调整示波器的水平扫描周期使其与接收码兀的周期同步。这时就可以测到眼图信号，眼图信号如图9-15所示。通过观察眼图，可以定性观察码间串扰和噪声干扰情况，从而估计出系统性能的优劣程度。一般而言，眼皮越厚，则噪声与码间干扰越严重，系统的误码率越高。(4) 抽样判决点波形图9-16给出了抽样判决之前的波形。抽样判决点波形

17、可以较好地反映最终输出性能的好坏。抽样判决点波形上下两线聚集越好，则系统性能越好；反之越差。(5) BPSK调制信号产生电路BPSK调制信号产生电路如图9-25所示。在图9-25中，虚线部分是用FPGA芯片完成的。只有当选择外部数据时，才可以用外部信号源，除此之外，其他输入信号均在FPGA芯片内部完成。(6) BPSK解调电路BPSK解调电路如图9-26所示。图中的信号处理过程，在A/D转换前均用硬件来完成，在A/D转换以后的各部分，均用FPGA芯片来完成。实验中的BPSK解调是同步解调，因此解调电路中都设计了载波提取和位定时提取电路。五、 实验内容实验前准备如下。首先通过菜单将实验系统的调制

18、方式设置成“BPSK”传输系统，用示波器测量TPMZ07测试点的信号，如果有脉冲波形，说明实验系统已正常工作如果没有脉冲波形，则需按面板上的复位键对硬件进行初始化。(一) BPSK调制1. BPSK调制基带信号眼图观测当通过选择菜单激活“匹配滤波”方式时，表示系统按匹配滤波最佳接收机组成，即发射机端和接收机端采用同样的平方根升余弦响应滤波器。当未激活“匹配滤波”方式时，系统为非匹配最佳接收机，整个滤波器滚降特性全部放在发射机端完成，但信道成型滤波器特性不变。(1) 通过菜单选择不激活“匹配滤波”方式（未打钩），此时基带信号频谱成形滤波器全部放在发送端。选择输入信号为m序列，以发送时钟TPMO1

19、作同步，测试TPi03波形。TPi03就是发送信号眼图波形。此时测试得到波形选用的是滚降系数的升余弦波成形滤波器。上方为发送时钟TPMO1，下方为TPi03波形。可以看出发送端信号眼图清晰可见，这是由于还没有经过信道，没有误码的原因。测试思考：如果用特殊码序列作为输入信号，能否得到测试眼图？为什么？可以得到眼图，因为特殊码序列含有间隔的0和1。2. 同相I支路和正交Q支路调制信号相平面矢量图测试观察测量I支路TPi03和Q支路信号TPi04李沙育波形时，应将示波器设置在(x-y)方式，可从相平面上观察TPi03和TPi04的合成矢量图。通过菜单选择不同的输入码型，观察并记录测试结果。可以看出I

20、支路TPi03和Q支路信号TPi04李沙育波形是一条斜率为45度的直线，这是由于两路信号正交造成的。3. BPSK调制信号0/相位反转点的测量先将跳线开关KP02设置在T位置（右端），通过菜单选择输入调制数据为0/1码。用示波器的一个通道观察已调制信号输出TPK03，并选用该通道信号作为示波器的同步信号，示波器的另一通道连接到调制参考载波TPK06或TPK07，以载波信号作为观测的参考信号。仔细调整示波器同步，观察和验证已调信号在调制数据0/1变化点发生相位0翻转情况。记录测试结果。为方便观测，将TPK03和TPK07移到了同一水平线上：可以看出右侧TPK03的波形为时钟TPK07同相，左侧T

21、PK03的波形和时钟反相。4. BPSK调制信号包络观察实验中的BPSK调制为非恒包络信号，已调信号的包络具有明显的过零点。测量前将模拟锁相环模块内的跳线开关KP02设置在T位置（右端）。(1) 通过菜单选择01码作为调制输入数据，观测已调信号输出测试点TPK03的信号波形。调整示波器的同步，注意观察已调信号的包络变化与调制信号TPi03的相互关系。画下测量波形。上方为调制信号TPi03波形，下方为已调信号输出测试点TPK03的信号波形。可以看出，已调信号包络与调制信号一一对应，存在反相点。(2) 用特殊码序列重复步骤（1)实验。画下测量波形，并从已调信号载波的包络上判断特殊码序列的可能值。上

22、方为调制信号TPi03波形，下方为已调信号输出测试点TPK03的信号波形。可以大致判断出可能的序列为：0110101(二) BPSK解调1. 接收端解调器眼图信号观测(1) 首先用中频电缆连接K002和JL02，建立中频通路。测量解调器同相I支路眼图信号测试点TPJ05（在A/D模块内）波形，用观测时用发时钟TPMO1作同步。将接收端与发送端眼图信号TPi203进行比较，说明接收眼图信号有何变化。上方为接收信号TPJ05波形，下方为发时钟TPMO1信号波形。可以看出，接收端眼图比较模糊，眼皮较厚，这是由于传输过程中的信道不理想造成的。(2) 观测正交Q支路眼图信号测试点TPJ06（在A/D模块

23、内）波形，比较与TPJ05测试波形有什么不同？根据电路原理图，分析解释其原因。上方为接收信号TPJ06波形，下方为发时钟TPMO1信号波形。可以看出，TPJ06为一条水平的直线，即没有信号，这是由于正交O支路信号处于高频出被滤掉了。2. 解调器失锁时眼图信号观测将解调器提取相干载波的锁相环（PLL)环路跳线开关KLOI设置在23位置（开环），使环路失锁。观测失锁时同相支路的解调器眼图信号TPJ05和正交支路解调器眼图信号TPJ06波形。说明失锁时眼图的特点。上方为接收信号TPJ05波形，下方为发时钟TPMO1信号波形。上方为接收信号TPJ06波形，下方为发时钟TPMO1信号波形。可以看出，解调

24、器失锁后，由于接收端不能正确找到同步，将会输出乱码，接收眼图是一片混乱。3. 接收端同相I支路和正交Q支解调信号的相平面波形测试将示波器设置在(x-y)方式，将示波器的两个通道分别接到1支路TPJ05测试点和Q支路TPJ06测试点，即可得到TPJ05和TPJ06的合成矢量图，也就是李沙育波形图。在解调器锁定时，其相位矢量图应为0、两种相位。通过菜单选择在不同的输入码型下进行测量，并说明其差异。锁定时，由于Q支路恒为0，故相平面上为一条水平的直线。4. 解调器失锁时同相I支和正交Q支解调信号相平面波形测试将解调器提取相干载波的锁相环（PLL)环路跳线开关KLO1设置在23位置（右端），使环路开环

25、失锁。观测接收端锁相环失锁时I路和Q路合成矢量图，对测量结果加以分析。思考：为什么失锁时会出现所测试到的波形？失锁时，不能正确解调，相平面上出现一根旋转的直线，而无法稳定下来。5. 解调器判决前抽样点信号观察选择输入测试数据为m序列，用示波器观察测试模块内判决前抽样点TPN04的工作波形（示波器时基设定在25m、观测效果较好）。抽样判决前的波形，高低电平分隔较大，可以判决出正常信号。6. 解调器失锁时判决前抽样点信号观察将解调器提取相干载波的锁相环（PLL)环路跳线开关KLOI设置在23位置（右端），使环路开环失锁。用示波器观察测试模块内判决前抽样点TPN04信号波形，观测时示波器时基设定在2

26、5ms效果较好。定性画出测试波形。失锁时，不能正确解调，出现一片密密麻麻的点，已经无法正确判决。7. 差分编码信号的测试测试前的准备及跳线开关设置；由于通信系统原理实验箱仅对“外部数据输入”方式输入的数据提供差分编码功能，因此必须通过菜单将输入信号设置为“外部数据输入”。外部数据可以来自误码仪，也可以从汉明编码模块产生的m序列输出数据。本实验选择汉明编码模块产生的m序列输出数据。将汉明编码模块中的跳线器开关SWCO1中的HEN和ADPCM跳线开关拔除，将输入信号跳线开关KCOI设置在m序列输出口DTM上（右端）。将汉明译码模块中汉明译码使能开关KW03设置在OFF位置（右端），输入信号和时钟开

27、关KW01、KW02设置在来自信道CH位置（左端)0将汉明编码模块信号工作跳线器开关SWCO1中的MSEL1跳线器插入，产生7位周期m序列。用示波器同时观察DSP+FPGA模块内发送数据信号测试点TPM02和差分编码输出数据测试点TPM03波形，分析两信号间的编码关系是否正确，画出测试波形。上方为TPM02的波形，下方为TPM03的波形。上方数据为：01110010111理论差分编码数据为：01011100101实际编码为：00101110010可见，存在一个码元的延时。8. 解调数据观察(1) 在上述实验内容7设置跳线开关基础上，用示波器同时观察DSP+FPGA模块内接收数据信号测试点TPM

28、04和发送数据信号测试点TPM02，说明两数据信号是否相同。测量发送与接收数据信号的传输延时，记录量结果。上方为接收数据信号测试点TPM04波形，下方为发送数据信号测试点TPM02波形。可见，两个数据间存在约2个码元的延时。(2) 在“外部数据输入”方式下，重复按选择菜单的确认按键，让解调器重新锁定，这时的载波信号实际存在相位模糊度，在没有差分编码的条件下会使解调数据反向，通过观测，说明本实验步驟是否能够解决载波相位模糊带来的问题。上方为发送时钟，下方为接收解调时钟信号TPMZ07。多次按确认键后，波形稳定后均能出现上述波形，因此差分编码不存在相位模糊。9. 解调器相干载波观测首先建立中频通路

29、，通过菜单选择输入测试数据为“特殊码序列”或“m序列”。(1) 用双踪示波器同时测量发端调制载波TPK07和收端提取出的相干载波TPLZ07，并以TPK07作为示波器的同步信号。在环路正常锁定时，观测收发载波信号的相位关系，说明测试结果。为方便比较，将两载波移到同一水平线上。多次按确认键后，能出现如下两图的两种情况，可见BPSK直接解调存在相位模糊(下图中有一定的时延)。(2) 将解调器相干载波提取锁相环(PLL)（右端），使环路开环失锁。重复上述测量步骤，观测并说明在解调器失锁时收发载波信号的相位关系。由下图可见，环路失锁后，提取不到载波，提取出的载波将出现一片混乱。(3) 将解调器相干载波

30、提取锁相环(PLL)的环路跳线开关KLOI设置在23位置的环路跳线开关KLOI设置在12位置（左端），让解调器锁相环闭环锁定，如无法锁定，可按选择菜单上的确认键，让解调器重新同步锁定。断开中频连接电缆，说明在无输入信号情况下，解调器载波是否与发端同步。由上图可见，在无输入信号时，提取不到载波，提取出的载波将出现一片混乱。考虑：载波同步与不同步如何判断？载波同步后，接收端载波与发送端载波只存在线路传输延时造成的一个固定的小的相位差。载波不同步时，接收端载波与发送端载波可能存在较大的相位差并且不能稳定的存在。10. 解调器相干载波相位模糊度的测试首先建立中频通路，通过菜单选择输入数据为“特殊码序列

31、”或“m序列”。用双踪示波器同时测量发端调制载波TPK07和收端提取出的相干载波TPLZ07，并以TPK07作为示波器的同步信号。反复断开和接通中频电缆，观测并记录两载波从失步到同步后的相位关系。同相的情况：反相的情况：考虑：载波的相位模糊如何反应?载波相位模糊，反应在接收端载波与发送端载波可能存在0度相位差(实际中可能由于线路延时，有一个小的相位差)，或者180度相位差，具体出现哪一种相位差无法确定，这就是相位模糊。11. 解调器相干载波相位模糊对解调数据影响的观测首先建立中频通路，通过菜单选择发送数据为“特殊码序列”。用双踪示波器同时测试接收数据信号TPJ05和发送数据信号TPi03，并以

32、TPi03作为示波器的同步信号。不断断开和接通中频电缆，观测收发信号。画出测试波形，分析接收信号极性发生反转的原因。同相的情况：反相的情况：考虑：载波的相位模糊对解调信号有什么影响？载波的相位模糊可能会导致接收信号出现翻转的情况。12. 解调器位定时恢复信号锁定与非锁定状态的观测TPMZ07为位定时提取出的脉冲信号，TPMO1为发端时钟信号，正常工作条件下，两者之间具有确定的相位关系。(1) 通过菜单选择输入数据为m序列，用示波器同时观测TPMO1和TPMZ07脉冲波形之间的相位关系。画出波形。上方为发端时钟信号TPM01，下方为位定时提取出的脉冲信号TPMZ07。可见，两者相位关系为一个确定

33、的小值，是同步状态。(2) 不断按确认键，这相当于仅对DSP位定时环路进行初始化，观察接收位定时提取脉冲TPMZ07的调整过程。对测试结果加以说明。波形从左或从右向中间移动，最后达到锁定。(3) 断开K002接收中频电缆，在没有接收信号的情况下重复步骤（2）。画出两种不同的波形，并解释原因。不断按确认键后，出现了两种情况，同步和正好差半个周期。这是由于BPSK相位模糊引起的。13. 解调器位定时信号相位抖动观测以发送时钟TPMO1信号为同步，在输入序列情况下，调整噪声模块的跳线将噪声加到最大，观测接收提取出的时钟TPMZ07相位抖动情况，并估计抖动值。抖动值用单位间隔(UI)来表示。噪声最大是

34、，抖动值约为1/25UI。六、 实验结论分析本次实验测试了BPSK从调制到解调各个阶段波形，观测了眼图、相位模糊，验证了差分编码规则。观测了定时抖动和噪声增大时抽样判决前的波形。七、 思考题(1) 该实验用到通信系统原理实验箱中哪模块？各模块的作用是什么？本实验使用了A/D模块、D/A模块、DSP+FPGA模块、噪声模块。DSP+FPGA模块用以调制和解调BPSK信号； D/A模块用来将FPGA输出的信号转换为模拟线号发送；A/D模块将接收的信号转换为数字信号；噪声模块用来引入不同程度的噪声(5) 如何测试眼图？通过观察眼图如何反映信号质量？直接将数字基带信号送入示波器，将示波器的扫描周期调整

35、到码元周期Ts，即可观测到眼图。眼图眼皮越厚，噪声容限越小。各个参数见上图。实验十二 基带信号的频谱测试一、 实验前的准备(1) 预习本实验的相关内容。(2) 熟悉虚拟仪器的操作方法。(3) 熟悉附录B和附录C中实验箱面板分布及测试孔位置。(4) 实验前重点熟悉的内容1) 了解周期和非周期信号的频谱；2) 了解各种随机数字信号的功率谱，3) 熟悉虚拟仪的主要功能和测试频谱的方法。(5) 思考题。1) 实验内容中被测信号理论上的频谱应该什么样？2) 如何使用虚拟仪测试信号的频谱？二、 实验目的(1) 加深对各种基带数字信号频谱的理解。(2) 加深对各种数字基带信号频谱带宽的理解。(3) 掌握虚拟

36、仪测试各种数字基带信号频谱和带宽的方法。三、 实验仪器(1) ZH5001A通信原理综合实验系统(2) 20MHz双踪示波器(3) 计算机(4) 虚拟仪四、 基本原理(1) 周期信号的频谱周期信号的频谱具有离散谱，频率轴上存在离散的冲激函数，根据周期信号的不同情况，其频谱的分布也有变化，离散冲激函数一般在基波分量及其整数倍的频率点上出现。1) 方波信号的频谱设f(t)为周期方波信号，其周期为Ts幅度为A，如图10-2所示。为傅里叶级数，如下式所示。 式中： 方波信号的频谱如图10-3所示。由图可见，频谱中包含有定时分量。2) 余弦信号的频谱设信号为余弦信号，即 则的傅里叶变换为因此，余弦信号的

37、频谱如图10-4所示。(2) 非周期信号的频谱非周期信号的频谱可以用傅里叶变换来描述，若已知信号为非周期信号，其傅里叶变换可以用下式表示，即 设如图10-5所示。由此可得的频谱函数。即的傅里叶变换。其波形如图10-6所示。(3) 随机数字信号的功率谱在实际应用中，数字信源的信号往往是随机序列，而不是周期或非周期信号，因此，有必要对随机序列数字信号的频谱进行分析。一般来说，对于随机序列的分析，经常采用功率谱函数来分析其频谱特性。可以证明，一个二进制数字随机序列的单边带功率谱密度为其双边带功率谱密度为式中 和分别表示一进制信号和所对应的频谱函数，P和1-P分别表示二进制信号和出现的概率， ，为码元

38、的周期。对于单极性二进制矩形方波随机序列(式10-16)由此可得单极性二进制矩形脉冲随机序列的功率谱密度为(式10-17)将式10-16带入式10-17可得(式10-18)由式（10-18）可以看出，单极性二进制矩形脉冲随机序列的功率谱密度由连续谱和离散谱两部分组成，式中的第一项为连续谱，它一定是存在的。第二项和第三项为离散谱，其中第二项一定存在，它表示了信号的直流分量，因为单极性信号一定存在直流，所以该项必然存在，第二项是否存在决定于 的值是否存在，当函数值不为0时对应的线谱分量就存在，否则就不存在。1) 单极性不归零码的功率谱利用前面推导出的表达式（10-18）就可以求出二进制单极性不归0

39、码随机序列的功率谱密度。所谓不归0，就是指，此时，所以，二进制单极性不归0码随机序列的功率谱密度表达式就变为其波形如图10-7所示。由图可以看出，这种码型不存在定时分量。2) 单极性归零码的功率谱现在分析二进制单极性归0码随机序列的功率谱密度。归0就是指，一般归0码利用50占空比，即，此时，当时，所以，这种码型存在离散谱，并且在码元速率点存在定时分量。二进制单极性归0码随机序列的功率谱密度表达式如式（10-20）所示。(式10-20)其波形如图10-8所示。由图可以看出，这种码型在单数码元速率点都存在离散频谱。可以从中提取出定时分量。AMI和HDB3码在接收端经过全波整流后就是这种码型，因此，

40、能够提取出定时分量。3) 双极性不归零码的功率谱对于双极性二进制矩形方波随机序列 (式10-21)(式10-22) (式10-23)在这种情况下，由此可得双极性二进制矩形脉冲随机序列的功率谱密度为 (式10-24)将式10-23带入式10-24，可得二进制双极性不归0码，与前面所述单极性归0的含义一样，就是，此时，因此，一进制双极性不归0码随机序列的功率谱密度表达式如式（10-26）所示。由式（10-26）可以看出，双极性不归0码的功率谱密度仅在0频处有一根离散线谱，其他所有的离散谱均为0，如图10-9所示。根据式（10-26），当二进制信号等概时，在0频处的离散谱也消失，因为等概的双极性信号

41、是不会存在直流分量的，所以在0频处的离散分量消失也是不难理解的。4) 双极性归零码的功率谱对于双极性归零二进制矩形脉冲随机序列的功率谱密度可以用下式求得双极性二进制归0码，与前面所述单极性归0的含义一样，就是指，利用50占空比，即，此时，当时，因此，二进制双极性归0码随机序列的功率谱密度表达式如式（10-27）所示。其功率谱密度如图10-10所示。由图可知，这种码型的功率谱密度与二进制单极性码的功率谱密度相同。实际上，这两者是有区别的，因为是否相同，还要看其包含的各种分量的大小，对于双极性信号，其线谱分量是很小的。因为从式中可以看到，线谱分量的大小与一进制码元出现的概率有关，当等概情况下，离散

42、谱全部消失。(4) 实验电路本实验根据测试信号来确定所使用的实验电路，因此实验电路要根据前面每个实验所涉及的电路来确定本实验所用到的电路。五、 实验内容本实验根据实验箱中存在的信号，确定测试点并设计测试方法。(1) 单极性归0码频谱测试；可以看出实验的波形为单极性归零码，实验的频谱中无直流分量,含有定时信息。(2) 单极性不归0码频谱测试；可以看出实验的波形为单极性归零码，实验的频谱中含直流分量,不含定时信息。(3) 双极性归0码频谱测试；测试点为TPD05,从功率谱中可以发现直流分量为零，同时含有丰富的定时信息。(8) 1kHz方波信号频谱测试实验要求对以上各种信号进行频谱测试，写出测试点，画出测试曲线并对测试结果进行分析。六、 实验结论分析本实验测试了各个常见数字基带信号的频谱，得出的了理论与实际一致的结论。七、