低压大电流同步整流DCDC转换器设计

1、 毕 业 设 计（论 文）低压大电流同步整流DC/DC转换器设计系别：机电信息学院专业名称：电气工程及其自动化学生姓名：张康学号：1202030114指导教师姓名、职称：张成民 高级工程师完成日期 2015年12月25日26低压大电流同步整流DC/DC转换器设计摘要进入21世纪后，微电子技术、互联网技术、集成电路，和信息技术发展得非常快速。集成电路芯片和数字信号处理器的大规模被普及应用在手机，笔记本电脑，工作站等的场合中。小功率的DC-DC变换器广泛的使用在计算机、各种诸如手机，笔记本电脑等便携的电子产品。电子产品的精密化，小型化要求供电电源必须可以输出更低的电压、更大的大输出电流、而且必须保

2、证功率密度高、效率更高、稳定性及具有快动态响应来满足以上的各种场合要求的快速、更加高效的数据处理速度。按照低压大电流输出的DC/DC转换器的特点，我们了解到效率问题是变换器中的重要表现，经过对同步整流的原理和特点的分析，重点说明了低功率场合中自驱动同步整流的各种优势，对于自驱动同步整流，分析介绍了各种与之相结合电路拓扑后，我们发现必须给出一种新的同步整流方案，即一种新的单绕组自驱动同步整流方案，通过此方案来解决常规的自驱动同步整流方案所带有的种种局限性。单绕组自驱动同步整流方案就是本文主要说明的方案，它具有简单性、经济性、可靠性，单绕组自驱动同步整流这种整流方案在低功率，输出低压，大电流的DC

3、/DC变换器应用场合中使用十分合适。自驱动同步整流的应用拓扑范围很宽，尤其适用于变压器如桥式、推挽等对称工作的拓扑。本毕设将会进行研究分析单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的优点，通过对主电路设计与驱动电路设计，具体到对电路元件参数进行相关计算和元件的选择，通过软件对其进行了仿真，验证了变换器低压，大电流输出的可行性。关键词：直-直；变换器；小功率；同步整流；单绕组自驱动；对称半桥；系统设计Low voltage high current synchronous rectification DC/DC converter designAbstractIn the 21st century, m

4、icroelectronic technology, Internet technology, integrated circuits, and information technology developed very quickly. Integrated circuit chips and digital signal processors scale is universal application in mobile phones, laptops, workstations, and so on occasion. Low-power DC / DC converter in th

5、e computer, communications and other applications have been widely used. Its power supply must have a lower output voltage, output current, higher power density, higher efficiency, stability, and has fast dynamic response to meet the requirements of various occasions over the faster, more efficient

6、data processing speed.According to DC low voltage high current output DC / DC converter features, we know that the converter efficiency is an important manifestation of the analysis of the principles and characteristics of synchronous rectification, and highlights the low-power applications in each

7、self-driven synchronous rectification Dominant, for self-driven synchronous rectification, the analysis describes the various combination of circuit topology with after, we found it necessary to give a new synchronous rectification scheme, namely, a new single-winding self-driven synchronous rectifi

8、cation scheme, through this programs to address the conventional self-driven synchronous rectification program brought some various limitations.Single-winding self-driven synchronous rectification scheme is mainly described herein programs, it has a simple, economical, reliable, it is very suitable

9、for low-power low voltage high current output DC / DC converter applications occasions. Self-driven synchronous rectification topology of a wide range of applications, especially for transformer such as topology bridge, push-pull and other symmetrical work.This article will study and analyze single-

10、winding self-driven synchronous rectification symmetrical half-bridge converter characteristics by driving the main circuit design and circuit design, circuit elements specific to the right right parameters related calculations and component selection, through its software simulation, verification o

11、f the low-voltage, high-current output of the converter feasibility.Keywords: DC-DC;Converter;LowPower;Synchronous;RectificationSelf-Driven;Half-Bridge System; Design目录1 绪论11.1 课题背景11.2 电源管理概述和发展趋势21.3 开关电源叙述21.3.1 直流开关电源分类21.3.2 开关电源的定义31.3.3 开关电源的工作原理31.3.4 开关电源的组成41.4 本文主要研究的内容52 同步整流原理及同步整流方案的选择

12、62.1 同步整流的原理62.1.1 同步整流对效率的影响62.1.2 同步整流的由来72.1.3 同步整流管的简介与选择82.1.4 典型的同步整流电路及其工作过程82.1.5 同步整流对驱动信号的要求92.1.6 同步整流管与结型整流二极管的损耗分析102.2 同步整流的方案选择112.3 单绕组自驱动同步整流方案的拓扑分析122.3.1 关于对称半桥变换器SWSDSR原理剖析122.3.2 单绕组自驱动同步整流的分析总结132.4本章小结133 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的设计与仿真153.1 主要电路参数设计153.1.1 主电路参数设计153.1.2 控制电路的参数设计173

13、.2 仿真结果193.3 仿真结果分析224 总结展望244.1 本文小结244.2 开关电源的研究前景与展望24致谢25参考文献261 绪论本文针对最新一代数据处理器、仪器仪表、网络产品相关的工控设备、通讯产品设备、电力相关设备、影音设备等等的应用场合，对各种产品的电源中的低压大电流同步整流DC/DC转换器进行了相关背景学识的介绍和转换器重要技术进行理论分析计算设计。1.1 课题背景随着信息科技行业的高速发展，具有高速，超大规模的集成电路产品尺寸因此变得不断减小。各种计算机设备、科研工作站、网络服务器、便携式设备例如笔记本电脑，手机等各种设备得到了快速的发展。这些应用方式中，直流分布式电源及

14、其系统被广泛的使用。电源系统的关键组成部分是使用了各种各样设计的直流电源转换器。通讯电源的发展经过通信业的快速发展壮大，开关电源处于通信系统中的最重要的位置逐渐的变成了当今通信供电系统的主流。在这个通讯行业的领域中，一次电源是高频整流器，而二次电源是直流/直流变换器。随着集成电路开始大规模发展壮大，电源模块逐渐变得小型化，所以需要采用新的电路拓扑结构，开关频率得以不断的升高，这些要求使得高频开关电源技术得不断的发展，不断的进步。我们知道生活中的笔记本电脑，手机，家庭座机等计算机、通讯产品的中央处理器是由几个微处理器组成，它具有高效率的数据处理电路。相对于电源来讲，这些数据处理电路中的特殊的负载

15、工作的电压变得越来越低、反而电流越来越大，在各种各样的工作状态下相互转换时电流的变化率越来越高。为了进一步提高处理器的电路数据处理速度，微处理器的频率将会进一步提高，并且集成化程度会不断发展提高，供电电压将会变得越来越低，将会使得更多的处理器会直接集成在一个同一个小小的芯片上，所以将来的处理器它的额定工作电流必然会达到几十安培，甚至l00A或者可能会更高。工作电流的增大会使处理器拥有着严格的功率管理方式，会对这类负载的供电的电源提出非常高的要求。现在很多国外的电力芯片科研机构，集团公司针对这类具有特殊负载的电源进行更深层次的研究，设计出电压调节模块(VRM)。它针对这些微处理器的高要求，电压调

16、节模块务必提供严格的低电压输出，大电流的输出，并且这类电压调节模块还得具备快速的动态响应。直流开关电源的发展方向逐渐朝着体积小型化，模块化，智能化，数字化，频率高等几个方向发展。从目前的各种开发的产品来说，开关电源的开关频率已经发展到数百kHz甚至到数MHz的高度。频率的大小也决定了开关电源小型化与模块化的发展。电源小型化，它的一个重要的指标就是功率体积比，开关电源的功率体积比逐渐从80W/in3发展到120W/in3这个高度。模块化与小型化密不可分，模块化的发展可以使得开关电源可以十分灵活使用，同时也提高了电源的可靠性。最主要的是可以让开关电源的生产和使用变得更加简单。开关电源的使用简单化，

17、维修简易化必然要求它具有智能化。目前，随着科技大发展，不论是航空电气，还是厂房设备，还是家庭中的简单的电源，数字化的发展都可以使开关电源的元器件变少，体积变小，而且可以更加安全。1.2 电源管理概述和发展趋势开关电源是诸如家用电视机，计算机，手机，测试仪器，生物学仪器，通讯设备等现代电力电子设备的重要组成部分。今天的开关电源的分类不过就是交流开关电源（可以输出电能质量较高的交流电）和直流开关电源（可以输出电能质量较高的直流电）两个类别。电力电子变换器是开关电源的核心部分。如果按照能量转换角度划分，开关电源可以划分四个类型。第一种便是我们常说的直·直变换器（DC-DC）,它是直流开关电

18、源的重要的组成部分。这种变换器可以将直流电能转换为另一种或者多种的电压直流电能。还有一种是整流器（AC-DC转换器），又称为离线式变换器，可以把交流电转换为直流电能的转换器。第三种就是逆变器（DC-AC变换器）。顾名思义就是把一种直流电能转换成其他的交流电能的变换器。它是交流开关电源和不间断电源（UPS）的重要组成部分。最后要说的就是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率或者可以变换的交流电的交·交(AC-AC)变频器。 以上的四类变换器既可以单向变换，也可以是双向变换。单向变换就是只能将电能从一个方向输入经过转化后从其他的方向输出。双向变换就是电能的流动可以使双向的。1.3 开

19、关电源叙述1.3.1 直流开关电源分类开关电源概念的引入，首先，我们借助实际生活中的例子便携式计算机适配器来阐述开关电源的作用，即为什么要用适配器计算机才能工作。如果用电池给便携式计算机供电，供电的时间是有限的，电池电量用完了，计算机就不能工作了，下次要用电池给计算机供电，怎么办？适配器的作用之一：给电池充电。适配器的输入电压为AC-220V，而电池电压为DC-20V，也就是AC-220V经过适配器变换得到DC-20V之后才能给电池充电。如果不用电池给便携式计算机供电，直接用适配器给计算机供电，那么AC-220V经过适配器变换得到DC-20V，便能给便携式计算机供电，若计算机工作需要。若计算机

20、工作需要消耗65W（输出20V/3.25A）的能量，假设整个电路的效率为85%，那么输入端75W的能量要经过适配器传递给计算机。适配器的作用之二：把交流AC-220V变换成计算机工作时需要的直流电压20V和传递能量。直流开关电源可以按照输入输出是否电气隔离分为两大类别：第一类：隔离式直流开关电源。隔离式变换器可以实现输入与输出间的电气隔离，而变压器来达成电气隔离是一种常见的采用方法，变压器的本身就具有变压的功能。第二类：非隔离式直流开关电源。非隔离式变换器则无法实现输入与输出间的电气隔离。我们按照其功能和电路结构将电源管理芯片分为两种，分别为连续工作式电源以及开关电源。一般来讲，选用电力电子器

21、件作为开关管，通过对开关管的高频率的开通与关断控制，将一种电能形态转变成为另一种电能形态的装置被称为开关变换器。现如今我们把开关电源分成两个类别，分别是直流开关电源以及交流开关电源。开关电源的大规模应用得益于它具有体积小型化、重量轻、转换的效率高而发热量却比较低、整体的性能优良等特点，这是传统的连续工作电源所不具备的优点。所以开关电源逐渐的开始在电子整机与多种多样的设备中得到极大的推广应用。1.3.2 开关电源的定义我们知道，很多电力电子设备工作所需的电压往往低于原始的一次电源，例如家庭用电220V，蓄电池，干电池等电源。往往需要通过降压，转换才能达到设备所需要的合适的电压。一般来讲，凡是采用

22、电力电子器件作为开关管，控制开关管进行不断的高频率的开通与关断，将一种电能转换为另一种电能的装置被称为开关转换器。而开关电源（Switching Mode Power supplySMIPS）就是将开关变换器作为最主要的核心组成部分，通过闭环自动控制这种装置对输出电压进行稳定，并且加入保护电路等的装置。直流开关电源就是将直直（DC-DC）转换器作为它的重要的核心部分。1.3.3 开关电源的工作原理开关电源的工作原理如图1-1中的a图所示：输入电压Ui经过开关S来加至输出端。下图中的S为一个受控开关,矩形的脉冲电压通过要求对受控的高频的开通与关断即可把不稳定的输入电压U转换成脉冲电压。通过滤波电

23、路经过对脉冲电压的滤波后，最后就输出了稳定的输出直流电压U0.（a）电路图 （b）波形图图1.1.开关电源工作原理图及波形图为了更加方便的分析开关电源电路，将脉冲占空比的定义如下： D=TonT （1-1）上式中，开关电源S开关周期用T来表示，Ton则表示的是受控开关在一个开关周期中导通所占用的时间。由此可知，占空比就是开关电源的导通时间与一个重复开关周期的比值。而开关电源输出的稳定直流电压U0.与输入的不稳定的电压Ui之间的关系如下表示：U0=Ui*D （1-2）由上式中的1-1和式1-2能够看出来，若想调节输出电压，可通过转变受控开关S的导通时间Ton，即可改变脉冲占空比D。（假设开关周期

24、T一定）。这里引出电压的控制方式。一种稳压方式叫做脉冲宽度调制(PWM)，它就是在周期T不变的情况下，通过改变导通时间Ton来完成对占空比改变。我们知道，脉冲宽度调制PWM式的开关频率f是固定不变化的，这就可以使得滤波电路的设计变得尤为简单，可以很轻易的就可以实现滤波电路设计的最优化。因此拓宽了脉冲宽度调制PWM式开关电源的使用范围。另一个方式脉冲频率调制(PFM)就是保持导通时间Ton一定，依据f=l/T这个公式，通过改变开关频率f来改变开关周期T，以此实现对脉冲占空比的D调节，最终实现直流电压输出U0稳定的方法。与脉冲宽度调制(PWM)不同的是该方法的开关频率不够稳定，因此滤波电路的设计就

25、不容易设计，最优化实现太难导致使用范围较小。除此之外，还有一种方法改变占空比的方式就是既改变导通时间Ton又改变开关周期T。这种在现实中比较少用的稳压方式被称为脉冲调频调宽。1.3.4 开关电源的组成开关电源的基本组成如图1.2所示。开关电源的核心部分是转换器。而DC/DC转器的作用是对功率进行转换；驱动器是开关信号的放大部分，为适合开关管的驱动要求，必须对开关信号做出放大与相应的调整；信号源发出控制信号，通过它激或自激电路方式产生控制信号，此控制信号可以是脉冲宽度调制PWM信号、也可以是脉冲频率调制PFM信号也可能是其他的信号；比较放大器来比较运算给定信号与输出反馈信号，对开关信号的幅值大小

26、、频率高低、波形状况等进行检测。通过驱动器改变受控开关的占空比，完成输出稳定电压值的目的。开关电源模块还有输入滤波电路、辅助电路启动装置、过流过压保护装置、输出采样、功能指示灯等。图1.2 开关电源基本组成 DC/DC变换器的控制电路有多种形式，其中以脉冲宽度调制的PWM变换器使用较多，通过改变受控开关的导通时间来稳定输出控制波形为方波。1.4 本文主要研究的内容本文介绍了新一代数据处理器、网络产品工业控制设备、通信设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备等应用领域，对DC/DC变换器能够输出低电压大电流进行了研究与设计。本毕设主要研究的内容：1.本设计对转换器中的最重要的同步整流部分进行工作原理与

27、特点的介绍分析。并且对整流方案中的自驱动同步整流进行详细的介绍。2. 本设计也通过各种稳态分析，主要对单绕组自驱动同步整流对称半桥转换器进行详细的研究与分析。对同步整流管进行选择、对整流管进行损耗计算。3.对变换器的整流方案进行了电路的分析介绍，并给出了各种仿真波形说明设计的准确性。2 同步整流原理及同步整流方案的选择整流电路是低电压/大电流输出DC-DC转换器设计的重中之重。在低压大电流输出的DC-DC转换器，通常使用肖特基整流管。肖特基二极管的压降通常是0.3V-1V。但即便是很好的肖特基二极管，它的正向导通压降也很难可以低于0.3V，直接导致整流管中导通损耗的比例占到总损耗的很大一部分。

28、现如今通常把MOSFET作为整流管(同步整流管)，使得整流管中的导通损耗大幅度减少，从而提高了变换器的效率。本章节首先将对同步整流技术进行理论分析，对比DC/DC变换器的特点，并结合自驱动同步整流的特点，对单绕组自驱动同步整流方案进行拓扑分析得出最佳的整流方案。2.1 同步整流的原理2.1.1 同步整流对效率的影响在输出低压大电流的DC-DC转换器中，传统的方法是整流管采用肖特基二极管，因为二极管的正向的导通压降通常在0.3V-1V之间的范围内，导通压降的大小直接可以增大整流管的导通损耗，即便质量很好的肖特基二极管，正向的导通压降也是特别难于实现低于0.3V这个值。所以，二极管的正向导通压降比

29、较大，直接导致整流管的总损耗中导通损耗的比例就会占到很大一部分，现如今已不再适合选做整流管。并且除了导通损耗，还有变压器副边绕组损耗和滤波电感绕组损耗，我们这里只分析整流管中导通压降所造成的损耗。只分析整流管导通损耗，对变压器副边绕组损耗和滤波电感绕组损耗不做分析，变换器的效率与整流管的压降的关系可以用已下公式表示: = (2-1)其中为变换器的效率，当负载电流为I0，则对应的为整流管的正向导通压降；a为变换器去除整流管后导通损耗，是其它损耗与输入功率的比值。可以从上公式得知，变换器的效率主要是由整流管中压降的高低来决定。因为输出电压V0的逐步降低，变换效率会随着整流管的压降会将更加接近而逐渐

30、降低。所以，整流部分中的功耗的减少，是决定低压大电流输出的DC-DC转换器的效率的关键问题所在。现如今的技术中，用MOSFET整流管来代替传统的schottky二极管作为开关电源的整流管，它具有低导通电阻的低压功率，因此对整流管的导通损耗减少非常有效，这是同步整流技术中应用中的发展趋势。2.1.2 同步整流的由来理论和事实都表示，设备的工作电压越来越低，设备的微处理器的工作频率越来越高，它的能量损耗则越小，因此具有更低输出电压，甚至低于1V的开关电源可以对将来的微处理器的发展做出最大的贡献。为了提高微处理器的工作频率，加快处理数据速度和处理的能力，且能够保证微处理器能够正常的工作。这就要求开关

31、电源转换器的输出端可以输出足够低的电压的同时还能够输出最高100A的大电流，倘若使用肖特基二极管整流，由于肖特基二极管的导通管压降为0.3V-1V，导致器件导通消耗的功率严重。新一代的同步整流技术(Synchronous Rectification，下文简称SR)的核心就是用MOSFEET管代替肖特基二极管用于改变转换器输出端的整流。因为导通电阻即使在整流管完全导通时电压即使再大，导通电阻也不会大幅度的增加，这样MOS管的损耗会特别的小，因此开关电源的转换效率就会变得特别大。以图2.2中的降压型（BUCK）电路来进行说明，(a)续流整流管为schottky二极管;(b)续流整流管为MOSFET

32、。(a) 续流整流管为schottky二极管（b）续流整流管为MOSFET图2.1 BUCK电路如（b）电路图，肖特基二极管在被MOSFEET代替之后。整流管Q1关断后，为保持续流整流管能够持续的开通，所以这里就知道整流管Q2的作用，通过对其加上开通驱动信号继续驱动整流管2来保证持续续流。只要根据电路拓扑，MOSFET的开关信号能够作出相应的变化，且开关速度能够足够快，DS（漏极和源极）间开关动作与电路要求可以保持同步，就实现整流功能。2.1.3 同步整流管的简介与选择功率MOS管有三个引脚分别是漏极D、源极S和栅极G。漏极与源极间有一个寄生二极管（反并联二极管），也称为体内二极管，而且还有输

33、出结电容；栅极和源极(GS)之间加入驱动信号，电流方向是从源极S流到漏极D。导通状态下，MOS管的伏安特性关系是线性的。因此,功率MOS管是一种可控的开关器件,只要提供适当的驱动控制,可实现整流。选择开关器件，不外乎根据线路上所需的电压及电流来选择某一型号。在MOSFET作为功率器件的选择方式上，一些设计师往往只关注导通电阻值得大小，而对寄生电容如栅源电容CGS,栅漏电容CGD, 漏源电容CDS,输入电容Ciss,输出电容Coss。事实上，一些相关的损耗往往被忽视，但是它们会因为一些特别的情况而突出的显现出来，甚至高于导通损耗。我们知晓MOSFET的开关速度的大小会随着开关电源的开关频率不断的

34、升高过程中，有些容性参数如驱动电路内阻的大小对其的开关速度会影响特别大。因此务必对这些寄生参数的各种影响做出谨慎的考虑。实际确定SR管时，根据所采用的具体电路拓扑的特点，对基本的损耗公式作必要的调整，核算整流部分的总损耗。根据负载电流、开关频率、体积、成本等具体要求，在相关软件计算工具的帮助下，计算出满足应用场合的最优电路参数，从而确定SR管。2.1.4 典型的同步整流电路及其工作过程图2.3是典型的同步整流电路设计图，下图中D1是同步整流管的Q1体二极管，D2则是同步整流管Q2的体二极管， Vpri是同步整流电路器原边电压，Vsec则是变压器的副边电压。（a）副边辅助绕组电压波形图(b)典型

35、的同步整流电路图2.2辅助绕组电压波形图及同步整流电路同步整流电路的基本工作过程是：当Vsec1或Vsec2由正变负时，相应的MOSFET管Q1导通，Q2关断。反之，相应的MOSFET管Q2导通，Q1则关断；两只MOSFET管随副边电压轮流进行导通和关断，从而实现了整流功能。2.1.5 同步整流对驱动信号的要求对驱动信号的要求:我们知道，MOS管属于电压型控制器件，通过栅极电压来控制漏源的导通情况，具体的方式是通过栅极电压来控制漏极电流，漏极电流具有随着漏源电压的增大而增大输出特性。按照栅极电压的大小，MOS管能够工作在以下四个不同的区域：1)截止区：栅源极电压VGS< VTH开启电压（

36、阈值电压），ID =O。2)非饱和区：VGS稍大于VTH，VDS>VGS-VTH，当VGS不变时，Id几乎不随漏源极电压VDS的增加而变化，近似为常数。3)饱和区：VGS>>VTH，一般大于8V，VDS很小，导通电阻RDS很小一般为几m，ID则相对比较大。4)雪崩击穿区：VGS若持续增大而不做任何的措施，它会完全的突破器件的最大承受范围，导致器件被损坏的区域就是雪崩击穿区。我们要在实际的应用中要避免出现这种情况，否则会造成器件的损坏，造成极大的损失。所以，为避免MOS管栅源极间的一层薄氧化层被击穿，驱动电压不宜过高，同样可以避免驱动损耗过于大。同步整流管的驱动时序:理论上，驱

37、动电压信号与电压波形在时序上应该保持对应一致性。但是，实际中的同步整流电路的导通与关断并不是理想的换流。实际中则会出现整流管的导通与关断出现短路的情况，一只导通，另一只整流管没有能够及时的关断。因此而产生的短路电流超出整流管的承受能力，导致烧毁整流管。所以，在死区的时间设置上，我们应当尽可能的减少死区时间，这样既可以保证时序的一致性，还可以减少死区时间内体二极管中流过的电流，减少损耗的产生。同步整流管的驱动方式无非是以下的两大类别：1.自驱动同步整流(Self-driven Synchronous Rectification)：从电路中的主变压器的绕组上直接获得驱动电压来驱动SR管。2.外部驱

38、动式整流电路(External Control )：门极驱动电压需要从附近的外设驱动电路来获得。为实现同步，驱动电路务必有变换器的主开关管的驱动信号来加以控制，外驱动是能够提供准确的控制时序。驱动信号电压幅值稳定状态和不随副边电压幅值变化性来决定则驱动波形好坏。通常驱动信号电压幅值越稳定，且不跟随副边电压的幅值变化，则驱动波形越好。外加控制驱动电路这种方案能提供高质量的驱动波形。但这种方案需要复杂的控制驱动电路，同时增加了设计成本延长了研发时间。从设计成本和时间成本来说，这种驱动方案并不是很理想。自驱动同步整流虽然没有外加控制驱动电路的驱动波形质量理想，但能使转换器获得更高的效率，而且这种方案

39、更经济、更简单、更加可靠。2.1.6 同步整流管与结型整流二极管的损耗分析为了分析导通损耗，我们可将MOSFET的电路模型转换为一个线性电阻（Rds）在MOSFET的饱和区，如图2.3 (a)的电路模型。整流管用的结型二极管，如肖特基二极管。它可近似线性表示为由一个电阻Rt与一个电压源U串联组成，如图2.3（b） (a) MOSFET的导通损耗电路模型 (b)二极管的导通损耗电路模型图2.3 器件的等效电路模型假设负载中的电流为I时，（忽略MOSFET体二极管损耗，同时忽略二极管的反向恢复损耗）则整流二极管的导通损耗可表示为：P= （2-2）但是如果把结型整流二极管换成同步整流管替代后，则整流

40、损耗Psave可减少损耗为：P= （2-3）上式中，n表示为并联的同步整流管的个数，Vg表示为驱动电压的幅值，Qg为MOSFET的驱动电荷。Cs表示为MOSFET的输出结电容，Ton为SR管的开通时间、Toff为SR管的关断时间，Im则是流过SR管的最大电流，Vm为SR管承受的最大电压。从上式可知，用MOSFET来代替普通的二极管作为整流管可以减少整流的损耗，提高了整流器转换率，对提高转换器的整体效率起到很大的作用。2.2 同步整流的方案选择针对低压大电流输出的DC-DC的转换器，副边整流电路的损耗占到总损耗的很大一部分。如果整流侧损耗可以通过使用SR管代替整流二极管，损耗即可有效的减少。如果

41、采用外加控制驱动方法驱动SR管，然后按照正确的开关时序工作，这种方法尽管是比较直接、常规的选择方式，可以产生的高质量驱动波形，但是这种方案控制比较复杂，况且增加了设计时间成本，同时元件数也会增多导致提升了整机的成本。排除使用外加控制驱动方案，利用具有可靠性、简单性、高效性等特点的自驱动同步整流方案(Self-driven Synchronous Rectification，以下简称 "SDSR")可以显著提升变换器的效率。自驱动同步整流方案（SDSR）的驱动电压是直接从主功率变压器的绕组上来获取，所以变换器拓扑并不是都适合与自驱动同步整流方案结合应用。通过对自驱动同步整流结

42、合使用的应用来举例说明SDSR的特点。以自驱动同步整流方案为准，通过一种良好的单绕组自驱动同步整流方案，来拓宽了SDSR的拓扑应用的范围。 变换器通常有两级变换器，基于同步整流的有源钳位正激变换器，互补控制半桥变换器等。但是对于本文中同步整流方案的选择要求中，以上变换器都不适合。上面说的几种拓扑方式结合自驱动SR这种方案只是适合应用在5.5V及8V这个级别的低输出电压DC/DC变换器中。然而实际中随着输出电压的进一步降低，主变压器副边绕组的电压幅值跟着降低，驱动电压无法有效的驱动SR管，所以必须在主功率变压器上加上绕辅助绕组来提高驱动电压的幅值，从而满足驱动SR管。以上这些拓扑的共同点是主变压

43、器上用于驱动SR管的绕组电压无为零时段，这会限制了很多如推挽、桥式的拓扑同自驱动同步整流方案的结合应用。为了拓宽自驱动SR适用拓扑的范围，我们这里主要说明一种新颖的整流方案单绕组自驱动同步整流方案 (简称为“SWSDSR” )。单绕组自驱动同步整流方案（SWSDSR）工作原理分析： 如图2.4所示，(a)为SWSDSR的结构示意图，原边采用了对称工作的拓扑。(b)工作原理波形图是根据变压器辅助绕组电压有为零时段时的图形。如图（b）所示，无为零时段时原边拓扑占空比D=50%。若辅助绕组电压（Vaux）为负时，则对应有,.当辅助绕组电压（Vaux）为正时，则对应有与；(a)SWSDSR的结构示意图

44、 (b)变压器辅助绕组Vaux波形2.4 SWSDSR的结构示意图与辅助绕组的波形图示意图2.3 单绕组自驱动同步整流方案的拓扑分析2.3.1 关于对称半桥变换器SWSDSR原理剖析如图2.5，其中，Vin为单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的输入电压，C1、C2为变换器的中点分压电容，变压器原边匝数为Vprim，图2.5单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的简化电路原理图为辅助绕组的匝数， (=)为主副边匝数。主副边绕组原边绕组与辅助绕组的匝比分别为:1:N:,副边的两只同步整流管分别为SR1与SR2。Lf是输出滤波电感，是滤波电容。,分别代表原边主管S1和S2的驱动信号，为同步整流管的SR1

45、,SR2的驱动信号。开关周期表示为T，D则为占空比。SWSDSR对称半桥变换器稳态分析结论1.同传统对称半桥变换器一样，输出电压的表达式为： (2-4)这里，D定义为主率导通时间与半周期T/2的比值： (2-5)2.原边主功率管S1, S2承受的电压应力,为： = （2-6）3.在原边主管开通，主变压器绕组电压非零时，副边对应开通的SR管的驱动电压为：= （2-7）在原边主管关断，主变绕组电压为零时段，副边两只SR整流管同时导通，其驱动电压为：= （2-8）4.副边同步整流管SR1和SR2承受的最大电压应力为： （2-9）2.3.2 单绕组自驱动同步整流的分析总结通过以上分析，当绕组电压为零时

46、段时，驱动损耗的减少时因为同步整流管的一个栅极电容通过给另一个整流管的栅极电容放电电荷来进行充电。单绕组自驱动同步整流方案（SWSDSR）拓宽了变压器对称工作中自驱动同步整流在推挽、桥式的应用。但是正常工作中的单绕组自驱动同步整流必须保证绕组间的紧密耦合，否则会存在误导通的危险，使得本应关断的SR管若因为耦合不好在栅源间出现了正偏电压。选择绕制方法 (即改进传统变压器的制造工艺，如采用PCB绕组和扁平铁芯制成的扁平变压器)，则会增加变压器制作工艺的复杂程度及也会增加成本。2.4本章小结本章重点介绍了同步整流的基本原理及同步整流方案的选择分析。分析表明：两级变换器，互补控制半桥变换器，有源钳位同

47、步整流正激变换器等这些拓扑的共同点是主变压器上用于驱动SR管的绕组电压无为零时段，这会限制了很多如推挽、桥式的拓扑同自驱动同步整流方案的结合应用。本文通过对一种新的单绕组自驱动同步整流方案进行了研究，打破传统的驱动电压对自驱动同步整流方案的限制，可以使得自驱动同步整流方案的应用拓扑范围得以拓宽。3 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的设计与仿真本章针对单绕组自驱动同步整流方案，结合对称半桥拓扑，进行了电路仿真和原理样机的研制。该变换器样机的主要技术规格如下:输入电压：36-72V 输出电压：2.5V输出电流：15A输出电压纹波：50mV(2%)开关频率：为保证电源的小型化，关键是减小磁性元件和

48、散热装置的体积。提高开关频率可以减小磁性元件的体积，加快瞬态响应。但频率的提高会使电源的开关损耗、铁芯损耗等增大，加大散热压力。因此开关频率应综合考虑，折衷选择。这里选择开关频率为1OOKHz。3.1 主要电路参数设计3.1.1 主电路参数设计1.拓扑形式：如图3.1，主电路采用对称半桥拓扑，副边为同步整流方式图3.1单绕组自驱动同步整流对称半桥拓扑2.分压电容C1, C2的选取:在对称半桥电路中，随着原边开关管的交替开关工作，C1, C2中点电位将会在/2上下按指数规律浮动，在(/2+V)和/2-V)之间来回变化。本课题按V=2%×(/2)来选择电容值。C1和C2中的电流大小相等，

49、等于变压器原边电流的一半，其有效值为1.245A。实际选取C1=C2=2*(4.7uF/100V)。3.主变压器的设计:（1）绕组匝数比的确定考虑副边绕组及电感电阻，有如下关系：,记V=0.2，对应最小输入电压，最大占空比，有：NsecNprimV0+VDVin2=2.5+0.20.9×18=16 （4-1）辅助绕组= （4-2）对应于/2的18-36V范围，取=2比较合适。辅助绕组在原边开关管开通时的电压范围为9-18V，在原边开关管关断，副边整流管的电压范围在4.5-9V，因此，同步整流管的栅源驱动电压从4.5-9-18V变化，满足驱动要求。因为副边绕组流过较大电流，故希望绕组匝

50、数越少越好，从而变压器各绕组的匝数分别取为：=6，,=3。满载时，占空比最大， （4-3）轻载时，占空比最小， （4-4）（2）计算并选定导线线径:忽略滤波电感电流纹波，则流过副边主绕组的电流有效值为： （4-5）取磁化电流=5%，原边的电流幅值： （4-6）有效值： （4-7）辅助绕组的峰值电流为3A左右，但一周期内有电流流过的时间较短，有效值近似取0.5A。（3）输出滤波电容，滤波电感的的设计：在实际应用中，特别在高频开关电路中，在满足电容器的容值计算要求的情况下，影响输出电压纹波的主要因素还是电容的ESR。输出电压脉动V，取为输出电压的2%，则V =50mvV=I×ESR 可知

51、 ESR= V I=16.6m （4-8）所选输出滤波电容的等效ESR应当小于这一计算值。滤波电感的设计最小值为2.4F, 输出电容的选取除了满足纹波要求外，还要求在输入电源掉电后有一定的输出电压维持时间，在本变换器中用2200uF/ 16V电解电容（4）串联藕合电容的选择:实际电路中，为防止电路不对称等原因引起的变压器直流偏磁现象，在变压器原边加了一个串联电容C3，把与不平衡的伏秒积成正比的直流偏压滤掉，从而平衡了变压器的伏秒积。由于此电容串联在功率回路里，因而在选择其电容量时，必须保证其与副边滤波电感组成的串联电路的谐振频率低于变换器的开关频率，而且C3的充电电压不超过(/2)的5%，以免

52、影响到占空比。同时，应当考虑到流过电容的电流等于变压器原边电流值，有效值2.49A。实际选用4.7 uF/63V的无极性的薄膜电容。3.1.2 控制电路的参数设计1.频率、死区、软起动设计:控制电路采用SG3525集成PWM芯片，只须加少量的外围器件就能实现很好的性能。11和14脚输出两路占空比可调、相位相差180度的方波电压。其应用十分广泛，具体的内部结构及用法见相关资料介绍，这里不作详述。如图3.2，振荡器的频率由6脚接地电阻Rt和5脚接地电容Cr确定，取Cr=2nf, Rt=2.64K，使得振荡器频率为200KHz。从而SG3525每路输出的频率为100 KHz。5脚和7脚之间接5电阻R

53、0，设定死区时间。按资料上的公式，理论计算得出的振荡器频率会和实际测量的频率略有差别，这主要是电阻、电容以及SG3525本身存在误差，以SG3525实际输出的驱动频率为准。8脚通过luF电容接地实现软起动功能。（a）为 SG3525振荡频率、死区、软起动设计图 （b）功率管的驱动电路图图3.2控制电路图的设计2.驱动电路： 由于MOSFET应用在桥路中，驱动需要隔离，这里采用如图3.2所示的驱动电路。SG3525的11和14脚输出信号先经过一级图腾柱推拉放大，再接上后面的驱动电路。Q1,Q2分别取为晶体管8050, 8550。C取为luF的电容，T为用于高频、且具有高磁导率的磁罐。3.误差放大

54、器补偿网络设计已知变换器输入电压的变化范围为(36-72)V，输出电压2.5V，变压器变比N=6:1,L=2.5uH,C=6603uF，满载到Im对应的负载电阻R0为(1/6-5/3), TS=l0us, Td =0.25us。在不加补偿网络时，开环传函的低频段增益很低，不能满足要求。为了形成稳定快速的反馈控制系统，选择了如图3.3所示的三补偿网络。对于这种补偿方式的特点和计算方法在相关文献中已有比较详细的叙述，这里不再赘述。补偿网络由SG3525内部的运算放大器和阻容元件组成，1号脚为SG3525内误差放大器的反相输入端，即输出电压的反馈信号端，2号脚为SG3525内误差放大器的同相输入端，置为基准电压端。经过在整个输入电压变化范围和负载变化范围内对参数的选择调整，最终选择了以下参数值。Rg=5.6K,R9=130,R10=20K,C9=20nF, C10=2nF,C11=8.6nF。通过仿真的验证，以上参数的选择合理。图3.3 主电路补偿网络3.2 仿真结果图3.4 开环电路原理图图3.5 原边绕组电压波形图3.6 副边辅助绕组电压波形图3.7 输出电压波形图 3.8闭环电路原理图图3.9采样信号、三角波及对比误差放大后的波形图3.10输出波形与采样型号对比3.3 仿真结果分析1.从图3.5一图3.10的仿真波形可以看出，仿真结果与