基于DSP的TCR无功补偿装置控制器硬件电路设计(共73页)

1、精选优质文档-倾情为你奉上基于DSP的TCR无功补偿装置控制器硬件电路设计摘 要矿井提升机较普遍的采用晶闸管供电的直流拖动系统，采用相切控制方式调节电压或电流，使电网正弦电压波形受到切割，并由此产生谐波电流，导致供电电网电压波形畸变，对电网产生一些不良影响。晶闸管电控系统在整个运行期间功率因数偏低，同时起动无功冲击大，引起电网电压发生波动，尤其对于矿井提升机这类短时重复工作制的负荷，电压波动问题也很突出。因此它的无功补偿是近年来研究的热点。选用晶闸管控制电抗器(TCR）可以较好的解决提升机的无功补偿问题。本文首先研究了TCR型SVC的原理和控制方法，通过比较确定了适合TCR系统的控制策略和参数

2、测量方法，重点设计了基于DSP 的TCR型动态无功补偿控制器。外围器件已FPGA为主，包括信号输入和调理，脉冲放大等部分。采用以ADS7869进行数据采集。该控制器具有动态响应时间短、控制精度高、编程能力强等特点，能够有效改善矿井提升机系统的功率因数、减小冲击无功引起的电压波动等。关键词：数字信号处理；动态无功补偿；TCR；FPGA专心-专注-专业ABSTRACTThyristor power DC traction systems is widely used in Mine Hoist and it uses tangential control voltage or current re

3、gulation, but grid sinusoidal voltage waveform is being cutted, resulting harmonic currents and caused electricity grid voltage waveform distortion, meanwhile it caused some bad effects to the power grid. SCR electric control system in operation during the entire is at low power factor; and Meanwhil

4、e starter reactive greater impact causes grid voltage fluctuation, especially for mine hoist such short duplication system load and voltage fluctuations are also very conspicuous. So reactive power compensation used in such system is a hot spot in recent years. Thyristor controlled reactor (TCR) can

5、 be used to upgrade the machine to solve the problem of reactive power compensation.This paper studies the TCR-SVC control theory and methods, by comparison I find proper control strategies and measurement methods for the TCR system, and focus on the design of TCR dynamic reactive power compensation

6、 controller based on DSP technic. Its peripherals is mainly base on FPGA，include signal processing, pluses magnifying, etc. Uses the ADS7869 to put up data collection. The DSP-controller has a dynamic short response time, high precision control, a strong ability at programming. So it can effectively

7、 improve mine hoist system power factor, reduce the impact of reactive voltage fluctuations.KEY WORDS： Digital Signal Processor (DSP); Dynamic Reactive Power Compensation; TCR; FPGA.目 录第一章 绪论1.1 课题的背景随着电力电子技术的发展，各种变流变频装置已广泛用于工业及民用领域，矿业系统中煤矿提升机较普遍的采用晶闸管供电的直流拖动系统，称为提升机晶闸管电控系统（SCR-D）。晶闸管电控系统具有调速平稳准确、效率

8、高、容易维护、可引入计算机监控等优点，目前国内大功率的矿井提升机采用较多。但是晶闸管电控系统也会对电网产生一些不良影响。由于晶闸管变流器采用相切控制方式调节电压或电流，使电网正弦电压波形受到切割，并由此产生谐波电流，导致供电电网电压波形畸变。SCR-D系统在整个运行期间功率因数偏低（一般在0.20.8之间），同时起动无功冲击大，引起电网电压发生波动，当矿井提升机短时重复工作是，电压波动的问题更加突出。综上所述，SCR-D系统对电网的不利影响主要表现在：平均功率因数低、起动无功冲击大、产生谐波电流等几个方面。(1) 功率因数问题 晶闸管装置基本上相当于上一个感性负载，随着控制角的改变，

9、其功率因数也会发生变化。即使晶闸管装置副边接的是纯电阻，也具有感性特征。晶闸管电路的功率因数通常较低，用于煤矿提升机的晶闸管电控系统根据工作状态，其自然功率因数在0.20.8之间变化， 即起动阶段功率因数很低，等速段功率因数较高，一般平均功率因数为0.69。晶闸管在对电流进行相切控制时，正弦电流的一部分进入负载，转化为功率，另一部分能量返回电网，其频率为电网频率的整数倍。这部分电流称为谐波电流。因此，我们可将晶闸管变流器看作谐波电流源，整个电网作为他的负载。为了保证所有电器设备的正常工作，各工业国家都对谐波问题开展了深入的研究工作，并制定出了相应的规程标准。我国于1984年颁布了电力系统谐波管

10、理暂行规定，后又于1993年发布了国家标准电能质量：公用电网谐波，规定了电网谐波的允许值。(2) 冲击电压降问题大型负载起动时，须较多的无功功率，如电网容量较小，则会发生电压降落。周期性重复起动，会造成电压波动，甚至出现“闪变”。 电网电压的稳定性是衡量电网电压质量的一个重要条件，而电压波动的允许值是与其出现的频度有关，国际电能质量：电压允许波动和闪变规定10kV电网的电压允许波动为2.5%。对于矿井提升机这类负载，考虑到技术经济的具体情况，其引起的电压波动一般应不大于3.5%。 (3) 谐波电流问题根据国内外有关技术文献及规程，电网谐波(分量)的定义为“对周期性交流量进行傅立叶级技术分解，得

11、到的频率为基波频率整数倍的分量”。在假定发电机输出的电压为理想正弦波形的前提下电网的波形主要由具有非线形 特性或者对电流进行周期性开闭的电器设备产生，这类设备分为以下两种：(1)装有电力电子器件的设备，例如变流器、变频器、交流控制器、电视机。(2)具有非线形电流电压特性的设备，例如感应炉、电弧炉、气体放电灯和变压器等。基于以上问题，对矿井提升机系统进行无功补偿势在必行。所谓无功补偿，就是借助于无功补偿装置为用电系统或设备提供一定的无功功率，以提高用电设备乃至整个系统的功率因数。无功补偿的方法很多，煤矿中常用的方法是电容器与网络感性负荷并联来补偿无功功率，具有结构简单、经济方便等优点，但其阻抗是

12、固定的，故不能实现对无功功率的动态补偿。另外补偿电容器对谐波具有放大作用，容易导致电容器过载、过热，增加损耗，长期运行会造成外壳膨胀和放炮，直至破坏。为了解决这些问题，目前矿井中经常引入的是具有调节功能的动态无功补偿装置。1.2无功补偿装置的现状及发展传统的无功补偿设备有并联电容器、调相机和同步发电机等，并联电容器虽然结构简单、经济，但由于电容器的补偿量是固定的，它不能跟随实际无功的变化而变化。因此，它适用于无功变化不大的场合。当前实际用电系统中，无功往往变化很大，并联电容的补偿装置显然无法满足要求。由于并联电容器阻抗固定，不能动态的跟踪负荷无功功率的变化；而调相机和同步发电机的补偿设备又属于

13、旋转设备，其损耗、噪声都和大，而且还不适用于太大或太小的无功补偿。所以这些设备已经越来越不适应电力系统的需要。20世纪70年代以来，随着研究的进一步加深，出现了一种能够对负荷进行动态补偿的静止无功补偿技术(Saturated Var Compensator-SVC)。早期的静止无功补偿装置(SVC)是饱和电抗器(Saturated Reactor-SR)型的。饱和电抗器又分为自饱和电抗器和可控饱和电抗器两种，具有自饱和电抗器的无功补偿装置是依靠电抗器自身固有的能力来稳定电压，它利用铁心的饱和特性来控制发出或吸收无功功率的大小。可控饱和电抗器通过改变控制绕组中的工作电流来控制铁心的饱和程度，从而

14、改变工作绕组的感抗，进一步控制无功电流的大小。这类装置组成的无功补偿装置属于第一批补偿器。但是由于该装置中的饱和电抗器造价高，约为一般电抗器的4倍，并且电抗器的硅钢片长期处于饱和状态，铁心损耗大，比并联电抗器大2-3倍，另外这种装置有振动和噪声，而且调整时间长，动态补偿速度慢，由于具有这些缺点，所有饱和电抗器的无功补偿器目前应用的比较少，未能占据静止无功补偿装置的主流，一般只在超高压输电线路才有使用。电力电子技术的的发展及其在电力系统中的应用，将使用晶闸管的静止无功补偿装置推上了电力系统无功功率补偿装置的舞台。由于使用晶闸管的静止无功补偿装置具有优良的性能，所以近加年来，在世界范围内其市场一直

15、在迅速而稳定的增长，己占据了静止无功补偿装置的主导地位。因此静止无功补偿装置(SVC)这个词往往是专指使用晶闸管的静止无功补偿装置，包括晶闸管控制电抗器(Thyristor controlled Reactor-TCR)和晶闸管投切电容器(Thyristor Switching Capacitor-TSC)以及这两者的混合装置(TCR+TSC)或者晶闸管控制电抗器与固定电容器(TCR-FC -Fixed Capacitor)或机械投切电容器(Mechanically Switched Capacitor-MSC)混合使用的装置(TCR+MSC等)。静止无功补偿装置的重要特性是它能连续调节补偿装

16、置的无功功率。这种连续调节是依靠调节TCR中晶闸管的触发延迟角来实现的。TSC只能分组投切，不能连续调节无功功率，它只有和TCR配合使用，才能实现补偿装置整体无功功率的连续调节。由于具有连续调节的性能且响应迅速，因此SVC可以对无功功率进行动态补偿，使补偿点的电压接近维持不变。因TCR装置采用相控原理，在动态调节基波无功功率的同时，也产生大量的谐波，所以，固定电容器通常和电抗器串联构成谐波滤波器，以滤除TCR中的谐波。比SVC更为先进的现代补偿装置是静止无功发生器(Static Var Generator-SVG)， SVG也是一种电力电子装置。其最基本的电路仍是三相桥式电压型或电流型变流电路

17、，目前使用的主要是电压型。SVG和SVC不同，SVC需要大容量的电抗器、电容器等储能元件，而SVG在其直流侧只需要较小容量的电容器维持其电压即可。SVG通过不同的控制，既可使其发出无功功率呈电容性，也可使其吸收无功功率呈电感性。采用PWM控制即可使其输入电流接近正弦波。SVG比SVC 的调节速度更快、运行范围更宽，所用电抗器的容量也大为降低,所以SVG是动态无功补偿装置发展的重要方向。SVG在日本和美国等少数几个国家已投入实际运行。但是由于SVG的控制方法和控制系统要比传统的SVC复杂。另一方面，SVG要使用数量较多的较大容量全控型器件譬如GTO晶闸管和IGBT，其价格目前仍比SVC使用的普通

18、晶闸管高得多，因此，SVG由于用小的储能元件而具有的总体成本的潜在优势，还有待于随着器件水平的提高和成本的降低得以发挥。目前，除对于SVC和SVG的无功补偿进一步的探讨外，人们还研究用于动态无功补偿的其它各种形式的静止变流器，包括电流型自换相桥式电路，交交变频电路以及交流斩波电路等，直至近些年，美国电力研究院提出的统一潮流控制器（Unified Power flow ControllerUPFC）。1.3本文的工作DSP的出现，为无功补偿问题提供了新的途径。其他方法虽然比较成熟，但是在无功检测等方面的技术还有待提高，而且补偿装置的投切方式设定和参数的选择会对补偿效果产生很大影响。本文的工作就是

19、在这种情况下提出的，目的是通过对相关技术的研究，为开发适应于矿井提升机的无功补偿装置做了相关的设计。根据控制器的要求，确定了以DSP为核心硬件系统的组成，通过计算等手段确定系统外围电路进行搭建，最后绘制了控制器的Protel原理图。第二章 TCR原理及其控制策略的研究2.1 TCR基本原理与补偿特性2.1.1TCR的基本原理TCR 的基本原理如图 2.1 所示。其单相的基本结构就是由电感 L 和两个反并联的晶闸管串联而成的，而三相多采用三角形结构。这样的电路并联到电网上，就相当于电感负载的交流调压电路的结构，两个晶闸管分别控制正负半个周波的电流通断。触发延迟角的有效移相范围当控制角改变时，电感

20、中通过的电流发生变化。当忽略电阻时，电流的最大值在=0时达到，此时电流为连续的。当在0 /2之间变化时，电流为断续。增大角，则电流的基波分量减小，这相当于增大电抗，减小吸收的感性无功功率。图2.1TCR单相结构图在控制系统的作用下，就可以得到如图 2.2 所示的TCR电压电流特性。可以看出，TCR 的电压电流特性是一种稳态特性，特性上的每一点都是TCR在导通角为某一角度时的等效感抗的伏安特性上的一点。TCR之所以能从其电压电流特性上的某一稳态工作点移到另一稳态工作点，都是控制系统不断调节触发延迟角，从而不断改变导通角的结果。显然，其特性的斜率和在电压轴上的截距都由控制系统的参数决定。图2.2T

21、CR电压电流特性2.1.2主要接线形式TCR的三相接线形式大都采用三角形联结如图2.3(a)所示，也就是所谓的支路控制三角形联结三相交流调压电路的形式，因为这种接线形式比其他形式电流中谐波含量要小。此外，实际工程中还常常将每一相的电抗分成如图2.3(b)所示的两部分，分别接在晶闸管对的两端。这样可以使晶闸管在电抗器损坏时能得到额外的保护。如图2.3(b)所示，TCR通过降压变压器连接到系统母线上，降压变压器二次侧设有两个绕组，一个为Y联结；另一个为联结，就形成了30°的相差，分别连接一个6脉波TCR，即可构成12脉波TCR。其一次侧线电流中将仅含12k±1次谐波。当组成它的

22、一个6脉波TCR出现故障时，另一个仍可正常工作，这也是12脉波TCR的一个优点。图2.3TCR的主要接线形式2.2 TCR的特性2.2.1 补偿特性设, 则当= 90°时 (图2.4中虚线所示) , 为全导通，电流为连续的基波电流。，得 ： (2-1)此时，TCR输出的最大滞后无功为 (2-2)式中wL= ；为 的有效值。图2.4TCR 回路电压电流波形当 控制角大于90°, 电流如图2.4 实线 所示, 为间断脉冲波, 其值由周期分量和自由分量 合成, 即=+ 而= = (2-3)=·=· (2-4)式(2-4) 中为电路的时间常数, 忽略电阻时, 为

23、无穷大, 故得 = (2-5)将式(2-3) 和式(2-5) 代入式(2-2) 中得= (2-6)同理当>时, 即 负半周期导通时= (2-7)则 的瞬时值可用下式表示: (2-8)即从(2-7) 式可以看到, 通过调节角, 便可以调节电流, 从而达到调节回路感抗和基波无功的目的。上式的基波分量可由傅立叶分析求得，如式 23 所示: (2-9)所以，TCR 产生的补偿电纳 为: (2-10)上述关系可以画成如图 2.5 的曲线，任何触发角所对应的电纳都可以从图上求出.实际运用中常用有理插值法求出相应关系并存于ROM中以便调用。图2.5由于进行了移相控制，TCR 也会产生谐波，并且各次谐波

24、的最大值并不在同一触发角时出现，所以要有相应的滤波器组与之配合使用。应用中 TCR 一般都接成三角形，使所有的三次谐波序列的谐波电流都在闭合三角形中流通，而线电流中不出现这些谐波。2.2.2谐波特性在不同控制角下, TCR 回路的谐波电流同样可由式(2-1) 用傅里叶分析求出。当TCR 用于补偿提升机等冲击负荷时, 由于其负荷电流不规则且变化很大, 有必要对各相半波实现独立控制, 以便减小补偿误差, 但这时TCR 将产生偶次谐波。表2-1列出了用于对称与不对称情况下的TCR 谐波相对于基波的最大含有率表2-1 不对称情况下的TCR 谐波相对于基波的最大含有率谐波次数234571123对称控制情

25、况下0.513O.556230.51不对称控制情况下7815205781067232.2.3其它特性(a) 响应时间由图2.4可以看出, 只要小于180°, TCR任何一相的导通角可以在电源频率连续两个半波之间任意变化, 如不计调节器时间常数, 动态响应时间约为10 ms；对于三相电路, 动态响应时间约为3.4ms, 采用数字式快速调节器的条件下, 动态响应时间约在510 ms。这里所谓响应时间仅指扰动开始到调节器起作用的时间, 并不是指整个调节过程完成的时间。后者时间要长得多, 取决于控制策略的选择(如开环或闭环控制) , 系统阻抗大小等因素。用于抑制提升机引起电压闪变的SVC,

26、快速响应十分重要, 是反映SVC 性能好坏的重要指标。(b) 独立相控TCR 三相可以独立进行控制, 连续调节无功功率, 可用作相平衡装置, 故TCR 型SVC 可广泛用于三相不平衡负荷, 以实施动态不平衡的补偿。(c) 功率损耗实际运用中, SVC 的损耗是一个重要的考虑因素。TCR 的容性部分损耗随电压而变, 一般变化不大。动态感性部分的损耗随导通程度增加而增大, 这部分损耗中包括电抗器的电阻性损耗和晶闸管中导通、切换等损耗(未包括变压器和辅助的设备损耗)。对1050Mvar的TCR 型SVC 而言, 其损耗约为容量的0.5%0.7%。单独的TCR只能吸收感性的无功功率，与电容器并联后则总

27、的无功功率为TCR与并联电容器无功功率抵消后的净无功功率，并联电容器还可以串上较小的电抗器以吸收TCR等产生的谐波电流。2.3 TCR无功补偿系统控制策略的比较2.3.1传统控制方案(1)开环方案如图2.6所示，该方案是一个典型的开环控制方案。它直接计算负载无功，然后去控制无功补偿装置TCR，使干线的相位差最下，达到功率因数提高的目的。这也是目前无功补偿最常用的控制方案。它的优点是系统结构简单，调试容易，适合于功率变化较大的负载补偿控制。其缺点是当工作环境和系统本身的元部件性能参数发生变化时，开环系统的被控变量可能会受到一定影响。图2.6开环控制方案闭环控制的策略较复杂，如图2.7所示 ，该方

28、案是一种随动系统的闭环控制方案它以负载无功输入参考信号，而负载无功是变化规律未知的任意时间函数，系统的任务是使被控变量补偿无功按同样规律变化并与输入信号的误差保持在规定的范围内。图 2.7 闭环控制方案该方案同图2.6相比，避免了补偿无功落后于实际无功的可能，保证了补偿的同步性。合理性的设计数字PID控制器的系统参数KP，KI和KD 并在系统运行过程中在线调整，也可以运用当前流行的MATLAB中的SIMULINK仿真软件进行仿真，最终使系统的稳定性、准确性以及动态特性达到目标要求。但是它的补偿速度较慢，因为图2.6直接计算出导通角后就去触发晶闸管，而本方案中还需要控制器进行反馈调节，才输出合适

29、的导通角。适合于无功变化缓慢的无功对象进行补偿控制，如电力系统。为改善性能，可以在此基础上再引入补偿电流的反馈。一种方法是在电压反馈的外环之内再引入电流反馈，以提高控制精度。这样，控制系统中就有了电压、电流两个调节器。如果电流调节器的放大倍数足够高，或采用有积分环节的调节器，则电流的偏差可以忽略。因此补偿电流将完全有电压调节器的输出决定，而与其他因素无关。补偿器的电压电流特性的斜率仍由电压调节器的放大倍数决定。2.3.2其它控制方案前面所述的两大方案都是基于传统控制策略的，它们都有各自的优点和缺憾，分别适用于有不同要求的应用场合。譬如开环要求对系统的数学模型很清楚，才能直接输出控制量；闭环要求

30、系统是线性时不变系统等限制条件。随着控制理论的发展，还出现了各种新的智能控制方案。它们有更广泛的应用场合和更先进的控制特性，譬如在非线性系统，多输入多输出复杂系统上得到了广泛的应用。 (1)自适应PID算法该方案主要是数字PID调节器参数的自寻最优控制，主要针对时变线性系统进行控制的。参数寻优的方法有多种，通常选用具有控制参数收敛快、计算工作量小、简单适用等优点的单纯形加速法。但是该方案整体上仍然显得过于复杂，程序编写比较困难，计算量和传统方法相比太大，难以达到实时性要求。所以该方案一般适用于控制要求高、系统函数变化比较慢、控制器件速度快等场合。(2)神经网络控制该策略是模拟人脑神经元的网络而

31、建立的系统模型，它的智能特性和仿人控制比较好。它在控制方面的应用，主要是系统的辨识、建模、以及自适应控制等。各种新的控制系统和它结合;又能产生新的智能控制系统，如模糊神经网络等。由于该策略的实现比较复杂，同时本控制对象并非很复杂对象，所以该策略并不适合本课题。(3)模糊控制模糊系统理论于1965年由Zadeh创立，而后进行了实际应用，尤其在80年代的日本出现了大规模的成功应用。糊控制实际上是基于人类的实际思维而发展起来的一种控制策略，尤其特别重要的是，这些工作都不依赖于被控对象的精确数学模型，而是根据己有的人工操作经验，设计好模糊控制系统，并在应用过程中对参数适当的调整，最终达到比较好的控制效

32、果。因为它源于人的思维特点，所以实现起来也比较方便。基于它的实现简洁、能适应非线性时不变系统、实时性及鲁棒性好等优点。2.4斯坦门茨法斯坦门茨（C.P.Steimentz）方法，对应三相不对称负载，可以通过分相加装相应的电感或电容的方法，即可实现从电网向负载看去的等效负载成为三相对称负载，向电网提供的电流为三相对称电流。理想补偿导纳网络如图 2.8 所示，图中、为各项负载导纳，、为无功补偿器SVC 提供的各相导纳。且有： (2-11)对于不对称的三相负载，应在每一负荷导纳上并联1 个补偿导纳，使三相负荷平衡且功率因数为1。由SVC 提供的并联导纳为 (2-12)图2.8 三相负载并联导纳结构图

33、由对同步称分量法推导的得出的实用化公式如下： (2-13)从式（2-13）可以看出，如果可以直接求出线电流的正序分量的虚部，复序分量的实部和虚部及相电压的正序有效值U，那么就可以很容易地得到所需补的三相导纳值。2.5初始导通角计算由斯坦门茨法计算出来的补偿阻抗值还需要转换为晶闸管触发延迟角，而晶闸管触发延迟角与实际的电感电流iT之间可用下式表示， (2-14)是一个含高次谐波的非正弦函数，由傅氏级数分解可得到基波分量， (2-15)Bre(22+sin2)/ XL (2-16)可知Bre与控制角成非线性关系。为了使晶闸管导通角与基波电抗电流成线性关系Bre，即实现线性控制，须在触发环节之间引入

34、一个非线性校正函数，以补偿与之间的非线性。其程序和拟合曲线如图2.9所示：alpha=(0:0.001:pi);u=(2*pi-2*alpha+sin(2*alpha)/pi;n=3;a,b=polyfit(u,alpha,n)uu=(0:0.001:2);alphaalpha=-0.8028*uu.3+2.4083*uu.2-2.9206*uu+2.8859;plot(uu,alphaalpha,'blue');hold on;plot(u,alpha,'red')图2.9 Bre 与控制角的拟合曲线经拟合可得非线性校正函数为： (2-17)通过此公式可以得到

35、比较精确的值。2.6本章小结系统地分析了TCR的原理及其补偿特性，给出了它的接线方式，同时讨论了TCR型SVC的补偿原理及TCR的控制策略及其导通角的计算等，通过这些分析明确了下一步硬件设计的重点。第三章 基于DSP的TCR控制器硬件电路实现3.1 主电路设计本控制器以TI公司 TMS320F2812 DSP 芯片为核心，辅以FPGA为主的外部电路，完成电压电流信号的采集、调理，控制信号的产生，脉冲放大输出以及控制信号的输入输出等功能。包括 DSP 芯片及其外围器件，模拟量输入调制等部分。硬件系统整体框图如图 3.1 所示。图3.1 硬件系统整体框图3.2中央处理器的选择TMS320F2812

36、TMS320C28x系列是32位定点DSP芯片。它不但运行速度高，处理功能强大且具有丰富的片内外围设备，便于接口和模块化设计，其性价比极高，非常适用于数字马达控制、工业控制、电力系统及通信设备等本系统选用该系列中的TMS320F2812型号DSP芯片，能充分满足系统的要求。3.2.1 TMS320F2812芯片简介TMS320F2812 是德州仪器公司(TI) 2002 年推出的高性能32 位数字信号处理器，是面向电机控制、工业自动化领域的第一款带片内Flash、工作频率达到150 MHz 的32 位DSP。它采用采用增强的哈佛结构, 芯片内部具有6 条32 位总线, 程序存储器总线和数据存储

37、器总线相互独立, 支持并行的程序和操作数寻址, 因此CPU 的读/写可在同一周期内进行,同时它采用了指令流水线技术,保证信号处理的快速性和实时性。TMS320F281x系列DSP有以下特点：1、TMS320F281X系列DSP采用高性能的静态CMOS技术：主频达150MHz，时钟周期6.67ns。低功耗设计。Flash编程电压为3.3V。2、支持JTAG边界扫描接口。3、高性能32为CPU：16×16位和32×32位的乘法累加操作；16×16位的双乘法累加器；哈佛总线结构；快速中断响应和处理能力；统一寻址模式；4MB的程序/数据寻址空间；高效的代码转换功能（支持C

38、/C+和汇编）。4、片上存储器：最多达128K×16位（F2812）的Flash存储器；最多达128K×16位的ROM；1K×16位的OTPROM；L0和L1：两块4K×16位的单周期访问RAM（SARAM）；H0：一块8K×16位的单周期访问RAM；M0和M：两块1×16位的单周期访问RAM。5、引导（BOOT）ROM：带有软件启动模式；数学运算表。6、外部存储器扩展接口（F2812）：最多1MB的寻址空间；可编程等待周期；可编程读/写选择时序；3个独立的片选信号。7、时钟和系统控制：支持动态改变锁相环的倍频系数；片上振荡器；看门狗

39、定时模块。8、三个外部中断。9、外设中断扩展模块支持45个外设中断。10、三个32位CPU定时器。11、128位保护密码：保护Flash/OTP/ROM和L0/L1SARAM中的代码；防止系统固件被盗取。12、电机控制外设，两个与F240xA兼容的事件管理器模块，每一个管理器模块包括：两个16位的通用目的定时器；8通道16位的PWM。13、串口通信外设。14、12位模数转换模块。15、高达56个可配置通用目的I/O引脚。16、先进的仿真调试功能。17、低功耗模式和省电模式。18、179引脚BGA封装或176引脚LQFP封装。19、128引脚LQFP封装。20、-40+85或-40+125工作温

40、度。其功能方框图见图3.2。3.2TMS320F2812芯片功能方框图3.3硬件电路设计3.3.1采集电路设计采集电路完成线路电压、电流信号的采集工作，如图3.3所示，被测信号首先经过电压或电流互感器的电量变换转换成弱信号，然后进行滤波、放大，滤除高次谐波，最后再对信号进行调理，输出AD采样模块（ADS7869）所需的05V信号。图3.3采集电路框图1、电压采集电路设计信号输入单元需要将电压互感器和电流互感器二次侧输出的电压和电流的模拟量处理成大小与输入量成正比、相位不失真的模拟量，输入到A/D转换通道进行采样，将其转化为DSP、FPGA能接受与识别的数字量，再进行数据处理及运算。输入电压为2

41、20V，输入电流为5A左右，控制器首先在硬件上用电压电流互感器对输入信号进行变换后经过信号调理电路，确保采样值准确可靠。为了准确的反映出系统电压，要求该部分电路必须保证很高的线性度，为此选用了超小型、高精度电压互感器SPT204A，它的工作参数和各项性能指标如表3-1。额定输入输出2mA/2mA非线性度<0.1%线性范围010mA相移（补偿后）<5隔离耐压>2500V饱和电压1V额定输入最大负载500表3-1SPT204A器件电气参数2、电流采集电路设计为满足设计要求，选用SCT254AX电流互感器实现电流采集，它是一款精密电流互感器，其工作参数和各项性能指标如表3-2。使用

42、此电流互感器并将电流输出信号变换成电压信号。此相电流采集通道，基本原理是利用互感器，将电流衰减并隔离，再利用后续放大电路将互感器输出负半周电流信号放大。额定输入输出5A/2.5mA线性度<0.1%线性范围020A相移(补偿后)<5隔离耐压>3500V饱和电压2V额定输入最大负载800表3-2SCT254AX器件电气参数3.3.2信号调理电路信号调理电路主要有包括移相、大小调整、偏置在内三个部分的功能。经过电压、电流互感器处理后的信号送到如图3.4所示的电路中。图示电路中，运算放大器视要求而定，常用精度和稳定性良好的OP-07。OP-07是一种超低噪声、高精度单片运放可广泛用于

43、精密仪表、数据采集、测试设备、传感器电路等。它对于微弱信号能够获得高的增益放大，且转换速率快，保证了快速数据采集系统的动态准确性。图中电阻用来控制输出信号的大小和输出的稳定，输入输出关系由下式给出： （3-1）且有。图中C1014为去耦电容，C1013主要起滤除高频噪声的作用。图3.4信号调理电路偏置电路如图3.5所示：图3.5偏置电路图3.5所示的偏置电路中，已知2.5VVi2.5V，现要求将Vo输出偏置为0V5V。根据此要求，运算放大器选用OPA4364，设定R1030=4K，R1007=20K，R1036=1K，R1042=5K，由下式即可完成偏置任务： （3-2） （3-3）结合（3-

44、1）、（3-2）和（3-3）可知，该信号调理和偏置电路说先对输入的模拟量进行滤波、限幅，然后将信号幅值衰减到1/4，信号电平移位+2.5V后，送入AD转换电路。3.3.3外部时钟电路TMS320F2812处理器片上带有基于PLL的时钟模块，为器件及各种外设提供时钟信号。锁相环有4位倍频设置位，可以为处理器提供各种速度的时钟信号。选用外部时钟源不需要DSP的内部振荡器，信号质量好，比较稳定，而且连接方式相对简单。故即采用封装好的晶体振荡器，将外部时钟源直接接到X1/XCLKIN引脚上，X2引脚悬空。选用30Mhz为系统提供时钟，其连接方式如图3.6：图3.6外部时钟电路 3.3.4AD、DA转换

45、电路设计1、AD采集电路本设计采用TI公司的ADS7869芯片进行模拟量到数字量的转换；ADS7869芯片有3个能以1MHz进行采样的12位，12通道的模数转换器，七个采样保持器，能够同时对7路信号进行模数转换，而且它能够保持输入信号的相对相位信息，能够满足对三相电流，三相电压的实时采集和转换。其主要的性能指标见表3-3对象参 数条 件ADS7869单位MINTYPMAX模拟输入满量程电压-Ref_ADC+Ref_ADCV动态采样转换时间16MHz1 MHz0.7512us数字输入高电平输入电压=3.623.9V低电平输入电压=2.7-0.30.8V输入电流= to ±50nA数字输

46、出高电平输出电压=2.7 =-100uA2.5V低电平输出电压=2.7 =+100uA0.2V输出电流= to ±50nA电源模拟电源电压4.55.5V缓冲I/O电源电压2.75.5V参考输入参考输入电压2.4752.52.525V参考输出参考输出电压-40t+852.4752.5002.525V参考输出电压252.4802.5002.520V输出电流直流电流1mA表3-3ADS7869的主要性能指标2.、DA转换电路TLV5610是TI公司推出的高性能、低功耗D/A器件，电源电压为2.75.5V。工作模式可选，在低速工作状态下，编程响应时间3 s，功耗18mW；在高速工作状态下，编

47、程相应时间为1 s，功耗约48mW。在本设计中，其主要功能是在调试过程将计算过程变量输出到示波器，以便分析。TLV5610的接线如图3.7。其控制引脚和数字数据的输入、输出均与FPGA相连，由FPGA对TLV5610进行控制。图3.7TLV5610接线方式3.3.5FPGA处理电路设计为达到快速、高效的进行无功补偿的目的，在本设计中加入了一个FPGA芯片。FPGA拥有极高的处理能力，利用其可编程性，通过程序的修改和简单的硬件连接就能达到对DSP外围电路的搭建，极大的减轻了DSP的负担。本文设计中FPGA芯片选用Xilinx公司Spartan II系列中的XC2S200PQ208，是Sparta

48、n II系列中容量最大的一种，其参数指标如表34所示，具有4种不同的配置模式。该元件核心供电电压2.5V，输入/输出兼容TTL、CMOS电平标准，可用编程资源20万门，用户自定义I/O管脚数目最多为140个，最高支持时钟频率200MHz，具有功能强、功耗低、设计灵活方便的特点，性价比较高。设计中I/O管腿采用LVTTL接口标准，系统外部时钟为50MHz。FPGA的软件开发系统可采用ISE 9.1，编程语言使用Verilog HDL。Spartan II系列是Xilinx公司推出的性价比最高的FPGA系列产品之一，采用0.22um六层金属工艺制造，密度高达20万门，内部4K块RAM高达56K，系

49、统频率能达200MHz；支持PCI33、PCI66、LVTTL等16种高性能的接口标准，I/O腿兼容性强；内部具有四个专用的延时锁相环（DLL）用于高级时钟控制，以及四个初级低扭曲全局时钟分布网线；核心工作电压为2.5V，I/O最大电压为3.3V，能耗低。其主要参数见表3-4。逻辑单元系统门数逻辑功能块最大分布RAM块RAM可编程I/O5292个20万1176个75264位156K140表3-4 XC2S200（FPGA）芯片主要参数以XC2S200为例，FPGA基本的结构如图3.8所示。图3.8Spartan II系列FPGA基本结构图FPGA可以通过电缆直接进行编程而不需要外部存储器件，但

50、由于基于SRAM工艺FPGA是易失的，即芯片掉电后芯片中的编程数据将丢失，每次上电均要对FPGA重新烧写，使用不方便。通常在芯片外部加入一个存储器件（如PROM），从而在生产场合下防止电源掉电后丢失配置数据。从PROM配置存PFGA是使用最为广泛的配置方法，PROM必须为FPGA所准备的数据进行配置，当PROM被置于系统中时，FPGA从存储器中自行配置。本设计采用的配置芯片EPROM 是XCF02S，其内部数据为1M bit，封装为20 管脚的表贴型号可支持主串、JTAG 等多种配置模式， 通过JTAG 下载可将编好的程序写入XCF02S， 系统上电后，FPGA 芯片将XCF02S 中数据读入

51、片内RAM 中，配置完成后，FPGA 进入工作状态。掉电后FPGA 内部逻辑关系消失，故FPGA 能够反复使用。其与FPGA连接的方式如图3.9。图3.9配置芯片XCF02S与FPGA连接图3.3.6锁相环同步电路基本的锁相环主要由鉴相器(PD)，环路滤波器(LF)和压控振荡器砰(VCO)三个基本电路组成，其结构如图3.10所示：图3.10锁相环的基本构成图中，鉴相器(PD)将参考输入信号i(t)与环路输出信号c(t)的相位进行比较，输出正比于两信号相位差的电压信号d(t)，经环路滤波器(LF)滤掉其高频成分后得到c(t)，该电压作用于压控振荡器 (VCO)，使其输出信号的频率f2跟踪输入信号

52、频率f1。若输入信号为固定频率，在uc(t)的作用下，f2向f1靠拢，直至f=0，即f2=f1时，若满足一定的条件，环路就能稳定下来，达到锁定。锁定之后，输入信号i(t)和压控振荡器输出c(t)的频率相同，两者之间维持一定的稳定相位差。当环路滤波器采用理想积分器时，稳态相差为零。在系统运行过程中，由于种种原因可能引起频率漂移，这种变化虽然相对比较缓慢，变化范围不大。但当PWM脉冲波输出时，必须考虑这种频率的变化，通过锁相环将相位锁定。本设计选用74HC4046，它是常用锁相环集成电路4046的高速型号，它的主要特点是工作频率高，能够满足系统对采样频率的要求。其接线方式见图3.11图3.11锁相

53、环同步电路3.3.7复位电路设计TMS320F2812处理器的引脚XRSn是一个低有效、可复用的复位信号，它为系统复位和看门狗复位提供服务。即当系统处于复位状态时，XRSn是一个输入信号；当看门狗处于复位状态时，XRSn是一个输出信号。在设计复位电路时，要从上电、掉电复位，手动复位、电压监控和看门狗复位等几个方面来考虑。为了满足本系统复位的四个方面需求，经过分析和比较，选择TI公司的TLC7733ID芯片进行电路设计。复位电路如图3.12所示：图3.12复位电路nRES信号输入为外部施加的复位信号。当有信号的跳变时，能使芯片实现复位功能。当开关SW10000按下时，端输入低电平，输出信号，输入

54、到F2812的XRSn端，从而完成手动复位功能。TMS320F2812自带看门狗模块。当8位看门狗递增计数器技术达到最大值时，看门狗模块输出一个脉冲信号（512个振荡器时钟宽度）。为了阻止这种情况发生，用户可以屏蔽计数器或利用软件定时“喂狗”。当一个输出到DSP的RST端。当DSP正常工作的时候，每隔一端时间输出一个信号到喂狗端,将其清零；如果超过规定的时间不喂狗 (一般在程序跑飞时)，看门狗计数器溢出，它会给DSP一个复位信号来防止DSP死机。看门狗的作用就是防止程序发生死循环，或者说程序跑飞。3.3.8驱动放大电路设计1、光电隔离电路TLP521是可控制的高性能光电耦合器件，光电耦合器广泛

55、作用在电脑终端机，可控硅系统设备，测量仪器，影印机，自动售票，家用电器，如风扇，加热器等电路之间的信号传输，使之前端与负载完全隔离，目的在于增加安全性，减小电路干扰，减化电路设计。其输入/输出隔离电压高达2500V，当输入电流为5mA时,电流传输比最小为50%。其接线方式如图3.13图3.13光电隔离电路2、脉冲放大电路经光耦后，输出信号经过一个施密特触发器进行脉冲波的整形用以保证系统的可靠性。该器件选用通用型CMOS门电路集成电路CD40106，对功率的损耗极小。本设计中，采用大功率三极管TLP122进行输出信号的放大，它能够保证触发脉冲输出的质量，并且简化了电路的设计。其单相接线如图3.14。图3.14单相脉冲放大电