改进型全桥移相ZVS-PWMDCDC变换器

1、改进型全桥移相改进型全桥移相 ZVS-PWMDC/DCZVS-PWMDC/DC 变换器变换器摘要：摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相 ZVSPWMDC/DC 变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台 48V/6V 的 DC/DC 变换器。 ; mso-hansi-font-family: Times New Roman关键词：关键词：全桥 DC/DC 变换器；零电压开关；死区时间引言引言移相控制的全桥 PWM 变换器是在中大功率 DC/DC 变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相 PWM 控制方式利用开关管的结电容

2、和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。移相控制的全桥 PWM 变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合 1。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；2）开关管开通时存在很大的 di/dt，将会造成大的 EMI；3）由于副边二极管

3、的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入RC 吸收。针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的零电压开关范围 23。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。改进型全桥移相 ZVSPWMDC/DC 变换器是针对上述缺点

4、所提出的一种电路拓扑 456。它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥 PWM 变换器中，超前臂 ZVS 的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现 ZVS 的条件。1 1 改进型全桥移相改进型全桥移相 ZVS-PWMDC/DCZVS-PWMDC/DC 变换器变换器1.1 电路拓扑图 1 所示是一种改进型全桥移相 ZVSPWMDC/DC 变换器，与基本的全桥移相 PWM 变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感 Lrx 及电容 Crx 两个

5、元件组成的一个辅助支路。在由 Lrx 及 Crx 组成的辅助谐振支路中，电容 Crx 足够大，其上电压 VCrx应满足则电感 Lrx 上得到的是一个占空比为 50的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为 Vin/2。电感上的电流峰值 ILrx(max)为式中：Vin 为输入直流电压；Ts 为开关周期。电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥 PWM 变换器完全一样。而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。1.2 电路运行过程分析由于移相控制的全桥 PWM 电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过

6、程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析，假设：所有功率开关管及二极管均为理想器件；所有电感及电容均为理想元件；考虑功率开关管输出结电容的非线性，有 C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并记 C3C4=C；考虑变压器的漏感 Llk；由于电感 Lrx 及电容 Crx 足够大，可以认为电感 Lrx 上电流 iLrx 在死区 td 内保持不变。1）t0 时刻之前在 t0 时刻之前，如图 2 所示，变压器原边二极管 D1，开关管 S3，变压器副边二极管 D5 处于导通状态，变压器原边电流 ip 通过二极管 D1 和开关管 S3流通，并在输出电压 nVo 的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际

7、电流方向与电流参考方向相反。在 t0 时刻，变压器原边电流 ip(t0)为式中：I1 是副边输出滤波电感 Lf 电流最小值反射到原边的电流值，显然，I1 的大小取决于负载情况。此时，辅助支路电感 Lrx 上电流 ILrx(t0)为iLrx(t0)=ILrx(max)（4）2）t0t1 时间段在 t0 时刻，开关管 S3 在电容 C3 及 C4 的作用下零电压关断。从t0 时刻开始，电路开始发生 LC 谐振，使 C3 充电，C4 放电，此阶段等效电路如图 3 所示，其中 C 为 C3 与 C4 的并联，变压器原边电压及电流为 vp 和 ip，电容 C 上的电压及电流为 vc 和 ic。在这时间段

8、分别为vp=Llk（5）ic=C（6）vpvc=Vin（7）ipic=ILrx(max)（8）初始条件为ip(t0)=I1，vc(t0)=Vin解方程式，并代入初始条件可得式中：=1/为谐振角频率。这一谐振过程直到 t1 时刻，电容 C4 上的电压谐振到零，二极管 D4 自然导通，这一过程结束。这一时间段长度为t1=arcsin（13）此时ip(t1)=(ILrx(max)I1)cost1ILrx(max)=I2（14）3）t1td 时间段在 t1 时刻，D4 导通，变压器原边电流 ip 在输入电压 Vin 作用下线性上升。此阶段等效电路如图 4 所示。在这时间段有vp=Vin（15）ip=I

9、2(tt1)（16）此过程可分为以下两种情况。（1）在死区 td 结束时，ip(td)I1，则在 td 时刻，原边电流为ip(td)=I2(tdt1)（17）（2）设在 t2 时刻（t22I1 时，ILrx(max)I1Ix（22）式中：td 为死区时间；Ix 为满足在死区时间内完成 S3 充电，S4 放电所需要的最小电流。Ix=CVin/Ld（23）可见，只要在I1(t)=(1/2)Vin/Llkld（24）时，电路能满足 ZVS 条件，那么电路在全部负载范围内都能实现 ZVS。根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现 ZVS 的条件为ILrx(max)I1(t)Ix（25）则辅助支路

10、电感 Lrx 为Lrx(VinTs)/8Llrx(max)（26）假设在整个工作过程中电容 Crx 电压变化不超过 5输入电压 Vin，则有CrxILrx(max)Ts/(45%Vin)（27）2 2 实验结果实验结果利用以上分析应用于一 48V/6V 实验电路，该电路的主要数据为：1）输入直流电压 Vin=48V；2）输出直流电压 Vo=6V；3）满载输出电流 Io(max)=40A；4）主电路开关频率 fs=50kHz；5）死区时间 td=200ns；6）变压器变比 n=102；7）变压器漏感 Llk=2.2H；8）主开关管采用 IRF530，输出结电容 Coss=215pF。根据以上分析，利用式（23）式（27），辅助谐振支路的参数为Lrx=50H，Crx=5H图 5，图 6 及图 7 是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压 vDS 和驱