开关电源有源功率因数校正电路的设计与仿真研究

1、摘 要本文对 Boost 型功率因数校正技术进行了分析、 设计和研究。 详细分析了有源 功率因数校正器的基本工作原理,通过比较几种不同拓扑的 PFC 变换器主电路的 优缺点,和比较控制电路的几种不同控制方法的优缺点,明确本文所要研究的对 象为平均电流控制(ACM 的 Boost 型功率因数校正器。在此基础上对 Boost 主电路和控制电路进行数学建模, 得出其状态方程和传递 函数,运用仿真软件 MATLAB 中的 Simulink 工具,建立了 Boost 主电路和控制电 路的 Simulink 仿真模型,并得出其仿真结果。本文根据 Boost 变换器的特点和要求,设计了一个具体、实用的带 P

2、FC 功能 的开关电源电路,并给出了具体设计步骤和电路参数的计算。平均电流控制的单相 Boost 功率因数校正电路, 完全能够达到整流、 高输入功 率因数、升压、稳压、低纹波的目标,具有广阔的应用前景。关键词 :功率因数校正; Boost 变换器;仿真AbstractBased on the summary of the fruits of the research of the Active Power Factor Correction, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average Curre

3、nt Mode control scheme, is well studied in this thesis.According to the principle and the discussion of the single-phase active power correction, concluding different structures of the main circuit and methods of the controllers, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average

4、 Current Mode control scheme is indicated as the developing direction of PFC and regarded as PFC system structure.Then, the state differential equations of ideal Boost converter and the general transfer functions of PWM converter are deduced and the simulation models of ideal converter are showed us

5、ing MATLAB.Besides, we design a practical circuit with the function of PFC, giving discrete design steps and the calculation of the circuit parameters.Finally, we can conclude that the PFC system which adopts Boost power converter circuit and Average Current Mode control scheme can achieve good perf

6、ormance, which can be used widely in the future.Key words: PFC (power factor correction; Boost converter; Simulation目 录第 1章 绪 论 . 1 1.1 课题研究意义 . 1 1.2 功率因数 . 1 1.3 功率因数校正方法 . 2 1.4 本文所做的主要工作 . 4第 2章 有源功率因数校正技术 . 5 2.1 APFC 原理 . 5 2.2APFC 技术分类 . 6 2.3有源功率因数校正的主电路拓扑 . 6 2.4有源功率因数校正技术的工作模式 . 7 2.5有源功率因

7、数校正技术的控制策略 . 9第 3章 APFC 电路的设计 . . 14 3.1APFC 电路的选择 . 14 3.2APFC 电路的参数设计 . 15 3.3本章小结 . 20第 4章 APFC 电路的仿真分析 . . 21 4.1MATLAB 简介 . . 21 4.2APFC 主电路的仿真 . 22 4.3Boost 型 APFC 电路的仿真 . . 25 4.4APFC 电路的优化设计 . 30 4.5本章小结 . 33结 论 . 34参考文献 . 35致 谢 . 36第 1章 绪 论1.1 课题研究意义随着电子科学技术的发展和应用,电子设备的种类越来越多,其中电源已经 成为这些电子设

8、备不可缺少的一部分。同时,它们对电源的要求也越来越高。近 年来,开关电源以效率高,功率密度高,电压调整率高,体积小,重量轻等诸多 优点而在电源领域中占据主导地位。然而,开关电源多数是通过整流器与电力网 相接的,经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的非线性电路。这样就造成开关 电源的输入阻抗呈容性,网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差,输入电流 严重非正弦,并呈脉冲状 1,故功率因数极低,谐波分量很高,给电力系统带来了 严重的谐波污染 。 为此, 国际电工委员会为各种电子设备制定了相应的谐波标准, 我国国内的有关委员会也提出了相应的谐波标准。传统的整流电路因为谐波远远 超标而面临前所未有的挑战。

9、为了保证开关电源的输入电流谐波能够达到谐波标 准的要求,绿化电网环境,功率因数校正(Power Factor Correction, PFC 技术已 经成为当今电力电子学领域十分活跃和颇具研究价值的热点。实践表明,在增加开关电源类装置的功率因数,降低电流谐波含量方面,有 源功率因数校正(APFC 技术是应用最为广泛和行之有效的方法。在我国对于电 流谐波的要求规范、标准还不健全,有源功率因数校正技术的研究也是方兴未艾, 但是它的重要性已经得到了广泛的认可。总之,在各种用电设备中采用 APFC 技 术来提高功率因数,提高效率,提高可靠性,减少电源的整机成本,以及提高产 品的竞争力方面都具有十分重要

10、的意义。1.2 功率因数功率因数是电源对电网供电质量的一个重要衡量指标。根据电工学的基本理 论,功率因数(Power Factor定义为有功功率(P 和视在功率(S 的比值,用 公式表示为1111111cos cos cos R RU I I P PF F U I I = (1-1 式中:1I :输入电流基波有效值;R I :电网电流有效值; R I =1I , 2I , n I 为输入电流各次谐波 有效值;11o i U U D=-:输入电压基波有效值; :输入电流的波形畸变因数;1cos :基波电压和基波电流的位移因数。称为畸变因数,它表示了基波电流有效值在总的输入电流有效值中所占的比 例

11、 ; 1cos 称为位移因数,它反映了输入电流与输入电压之间的相位差。功率因数是畸变因数和位移因数的乘积,很显然,当输入电流与输入电压是同频同相的正 弦波时,有 PF =1。1.3 功率因数校正方法从本质上来讲,功率因数校正技术的目的是要使用电设备的输入端口针对交 流电网呈现“纯阻性” ,这样输入电流和电网电压为同频同相的正弦波,功率因数 为 1,不会产生谐波污染问题。由功率因数的定义和 1PF=cos 总谐波畸变与功 率因数的关系可知,要提高功率因数,有两个途径:(1使输入电压、输入电流同相位,也就是使 1=0,使相移因数 1cos =1。(2使输入电流正弦化, 1R I I = (谐波为零

12、 ,从而 11RI I =。 综合这两种方法 , 就可以实现功率因数为 1 的目标,即 1PF=cos 111=。所以要使 THD 小 , 功率因数更高,可以从电路上采取措施,使交流输入电流波形 完全跟随交流输入电压波形且同相位,使输入电流波形为纯正弦波。具体的方法 主要有两种:无源功率因数校正法和有源功率因数校正法 2。这一方法是在整流器和电容之间串联一个滤波电感,或在交流侧接入谐振滤 波器。如图 1-1所示,它是通过大电感 L1 来展宽输入电流的导通角,从而实现提高功率因数的目的。其主要优点是:简单,成本低,可靠性高, EMI 小;主要 缺缺点是:尺寸,重量大,难以得到高功率因数(一般可提

13、高到 0.9 左右 ,工 作性能与频率,负载变化及输入电压变化有关,电感和电容间有很大的放电电流。 图 1-1 无源功率因数校正电路这一方法是在整流器和负载之间接入一个 DC/DC 开关变换器,应用电流反 馈技术,使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形,可以使输入电流接近正 弦。从而使输入端 THD 小于 5%,而功率因数可提高到 0.99 或更高。由于在这 个方案中,应用了有源器件,故称为有源功率因数校正 (Active Power Factor Correction ,简称 APFC 。主要优点是:可得到较高的功率因数,如 0.970.99, 甚至接近 1, THD 小;可在较宽的输入电

14、压范围(如 90260V AC和宽频带下 工作;体积,重量小;输出电压也可保持恒定。主要缺点是:电路复杂;成本高; EMI 高; 效率会有所降低。 如图 1-2所示就是最常见的采用升压方法的 APFC 电 路 3。由于 APFC 技术的优点正符合开关电源高频化,绿色化的发展趋势,现在 APFC 技术已经广泛应用于 AC/DC 开关电源, 交流不间断电源 (UPS及其它电子 仪器中。 图 1-2 简化的有源功率因数校正电路1.4本文所做的主要工作本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上,采用理论分析, 仿真研究和设计实践的方法对 Boost 型有源功率因数校正器系统进行深入的研究。

15、论文主要从以下几个方面展开研究:(1概述功率因数校正技术的发展状况及其分类,本课题的主要工作。(2在论述有源功率因数校正基本原理的基础上,对有源功率因数校正器几 种主电路拓扑进行分析和比较,并总结各自的优缺点;对有源功率因数校正电路 的控制策略进行了详细的分类阐述,总结各自的优缺点及适合的应用场合。通过 分析比较确定本文研究的对象为平均电流控制模式的 Boost 型功率因数校正技术。 (3 推导理想 Boost 变换器的状态方程; 建立了 Boost 变换器的 MATLAB 数 学模型。(4设计控制电路的参数,建立电压误差放大器和电流误差放大器的传递函 数。(5建立 Boost 型 APFC

16、的仿真模型,并比较分析系统在功率因数校正前后 的输入电压电流波形和输出电压波形的变化,结果验证本文的方法设计 Boost 型 APFC 电路的各参数可获得满意得效果,说明这种设计方法的合理性。第 2章 有源功率因数校正技术2.1 APFC 原理有源功率因数校正技术 APFC(Active Power Factor Correction 伴随着开关电 源变换技术的发展而出现。早期,功率半导体技术尚未成熟,有源功率因数校正 电路,大多借助于晶闸管电路来实现。随着功率半导体技术的发展,各种性能优 异、价格便宜的功率开关器件纷纷出现。现在只有在大功率场合,才会使用晶闸 管。基于现代高速半导体开关器件和

17、控制集成电路的现代高频功率电子电路,构 成了现代有源功率因数校正控制电路的主流。有源功率因数校正技术,虽然控制 复杂,但是其所得的功率因数高,且由于这种方式采用的是开关电源变换技术, 开关工作频率高,因此与无源功率因数校正相比较,所需要的滤波电容、电感都 要小,体积和重量也就小。随着各种便携式设备的风行,这种校正方式正成为功 率因数校正的主流。有源功率因数校正的基本电路由两大部分组成:主功率电路和控制电路,如 图 2-1所示。其基本思想是:将输入的交流电压进行全波桥式整流,对得到的整 流直流电压进行 DC-DC 变换。 通过相应的控制 (PWM 调制 使输入电流平均值自 动跟随全波整流电压基准

18、,呈正弦波形,且相位差为零,使输入阻抗呈纯阻性, 从而实现功率因数为 1。也可以说功率因数校正电路的基本思想是将整流器与滤 波电容隔开,使整流电路由容性负载变为阻性负载。现有的 APFC 电路一般都采用双环控制,内环为电流环,用来实现 DC-DC 变换器的输入电流与全波整流电压波形相同;外环为电压环,可保持输出电压稳 定,从而使 DC-DC 变换器输出端成为一个直流电压源。 图 2-1 有源功率因数校正电路原理交流 输入2.2APFC 技术分类有源功率因数校正技术按照不同的标准可以分为很多种:按电网供电方式可 分为单相 APFC 电路和三相 APFC 电路;按主电路拓扑结构划分,可分为降压 型

19、(BUCK 、升压型(BOOST 、升降压型(BUCK-BOOST 等;按软开关特性 划分,可分为零电流开关(ZCS 和零电压开关(ZVS APFC 技术;按控制方法 划分, 可以分为 PWM 控制, PFM 控制, 单环电压反馈控制, 双环电流模式控制, 单周期控制等;按照电路结构来划分, APFC 技术可分为两级 APFC 电路和单级 APFC 电路。两级 APFC 电路由升压 APFC 和 DC/DC 变换器级联而成, 前级实现功率因 数校正,后级实现隔离和降压,其优点是每级电路可单独分析、设计和控制,特 别适合作为分布式电源系统的前置级。单级 APFC 电路集功率因数校正和输出隔 离、

20、电压稳定于一身,结构简单,效率高,但分析和控制较复杂,只适合用于单 一集中式电源系统。相对而言,两级 APFC 的校正效果比较理想。除 了 以 上 几 种 APFC 技 术 外 还 有 磁 放 大 APFC 技 术 , 三 电 平 (Three-IxvelAPFC 技术,不连续电容电压模式 (DCVMAPFC 技术等。2.3有源功率因数校正的主电路拓扑功率因数校正技术的目的从本质上来讲是要使用电设备的输入端口针对交流 电网呈现“纯阻性” ,使输入电流与输入电压始终成正比。要用 APFC 技术来实 现这一目的,原则上都必须用电感和电容组成一定的 LC 拓扑网络结构,同时利 用功率开关管的开启和关

21、断特性,使 LC 网络在不同的拓扑结构之间来回变化 即功率开关管在开启时 LC 网络为一种拓扑结构,而功率开关管在关断时 LC 网络为另外一种拓扑结构。 这样, 当 LC 网络在不同的拓扑结构之间来回变化时, 一方面可以实现能量的传输 (DC-DC 转换 ,另一方面可以实现对输入电流的控制 (使输入电流与输入电压始终成正比 ,以实现功率因数校正的目的。电力电子技术中的六种基本变换器 Buck, Boost, Buck-Boost, Zeta, Sepic 和 Cuk 在原理上都可以构成 APFC 电路, 从拓扑结构上来说, Buck 、 Boost 两种 变换器最为基本,而其它的变换器结构都是

22、由这两种基本结构演变而来的。其中 Boost 变换器具有独特的优点,因而在实际中应用最为广泛。降压型:噪声大,滤波困难,功率开关管上的电压应力大,控制驱动电平浮 动,因此很少采用。升压型:采用简单电流型控制方法, PF 值较高,总谐波失真小,效率高, 但是输出电压高于输入电压, 适用于 75-2000W 功率范围的应用场合, 应用最 为广泛。 升压型 APFC 电路具有以下优点:电路中的电感 L 适用于电流型控制;由于升压型 APFC 电路的预调整作用,在输出电容器 C 上保持高电压,所以 C 的 体积小,储能大;在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数;输入 电流连续,并且在 APF

23、C 电路开关瞬间输入电流较小,易于进行 EMI 滤波;升压 电感 L 能阻止快速的电压、电流瞬变,提高了电路工作的可靠性 4。降 /升型:需要两个功率开关管,其中一个功率开关管的驱动控制信号浮动, 电路复杂,较少采用。Cuk 变换器的发展思路是把 Boost 和 Buck 变换器串联起来进行演变, 因而 Cuk 变换器又名 Boost-Buck 串联变换器。它的特点为:无论在功率开关管 S 导通还是 关断时,可以知道电感 1L 和 2L 上的电流都可以保持连续,并且输入电源电流始终 和流过电感 1L 的电流相等, 这点与单一的 Boost 变换器电路的电流输入特性是相同 的;通过增加电感 1L

24、 和 2L 的值,可以使得交流纹波电流的值很小,这一特点使得 它在应用中常常不需要附加抗电磁干扰(EMI 滤波器,并使体积小型化;可以实 现降压和升压。2.4 有源功率因数校正技术的工作模式APFC 电路在通常情况下需要用电压 -电流的双环反馈来控制,这在一定的程 度上会使 PFC 电路显得较为复杂。由于 Boost 变换器具有控制容易, 输入电流可以连续且纹波电流较小等诸多优 点, 因而得到了广泛的应用, 为了方便叙述, 这里主要用 Boost 变换器作为描述和 分析的对象。根据电路输入电流检测和控制方式, APFC 电路的工作模式可分成两种:电 感电流连续(Continue Current

25、 Mode,CCM 和电感电流不连续工作 (Discontinue Current Mode,DCM两大类 5 。不连续导电控制模式 (DCM 又称为电压跟踪控制 (V oltage-follower Control 方式,主要有恒频、变频方式等,它是 APFC 控制中简单而实用的一种控制方式, 应用较广。为了获得理想的稳压输出,需要输出电压闭环反馈控制环节,开关由 输出电压误差信号控制。在一个开关周期电感电流的平均值正比于输入电压,因 此输入电流波形自然跟踪输入电压波形 6。(1恒频方式图 2-2给出了 Boost 电路的 DCM 控制原理图, 电压调节器 E/A的频带宽度取 10-20Hz

26、 ,确保稳态时输出占空比在半个工频周期内保持不变。恒频控制时开关周 期恒定,电感电流不连续。电感电流在一个开关周期内的平均值为s d o n on on d avg LT T T T V I 2 (+=(2-1 图 2-2 DCM 控制原理图式中 d V 为整流后的电压; on T 为功率开关管 S 的导通时间; don T 为二极管 VD 的续流时间; s T 为开关周期。式(2-1中 don T 恒定, DC/DC变换器输入侧等效为阻性负载,整流器交流侧 电压电流同相位。实际上, don T 在半个工频周期内并不恒定,导致输入平均电流有 一定程度的畸变。输出电压与输入电压峰值的比值越大,输

27、入电流畸变程度越小。该方式下的 电流 THD 可控制在 10%以内。(2变频方式式 (2-1 中, 若 don on s T T T +=, 则输入平均电流只与导通时间有关, 保持 on T 恒 定,输入电流理论上无畸变,这就是变频控制原理。变频控制方式下电流工作于 临界 DCM 状态,集成控制器 UC3852可实现上述功能。当占空比和开关频率固定时,输入电流的平均值正比于输入电压,因此不再 需要电流控制环输入电流的平均值就能自动跟踪输入电压呈正弦波形。DCM 控制方法的一个基本特点就是电感能量的完全传输, 即在每一个开关周 期中,转换电感都必须把从电源中获得的能量完全转移到蓄能电容 (输出电

28、容 中 去。 DCM 模式的输入电流自动跟踪电压,功率管实现零电流开通,不承受二极管 的反向恢复电流。但是由于变换器工作在不连续导电模式下,需要较大的输入滤 波器。开关不仅要导通较大的通态电流,而且将关断更大的峰值电流并引起很大 的关断损耗,使开关的使用寿命降低,同时还会产生严重电磁干扰, DCM 模式可 以采用恒频控制、变频控制、等面积控制等控制方法,这种工作模式的 APFC 一 般功率小于 200W 。CCM 模式的电感电流连续,输入电流纹波和输出电流纹波小、 EMI 小,滤 波器体积小,电流峰值比 DCM 模式要小,器件的应力相对也更小。但是它的控L制方法比较复杂,开关损耗较大,制作成本

29、也比较高,通常需要使用乘法器,采 用电流闭环控制,且开关管工作于变频或 PWM 控制方法。这种工作模式一般适 用于大功率、大电流的产品中。2.5有源功率因数校正技术的控制策略按照测量控制输入电流方法的不同, APFC 可以有多种控制策略,在电流连 续情况下,经典控制策略中又主要有三种基本的控制方式:峰值电流控制,滞环 电流控制,和平均电流控制 78。现以 Boost 型 PFC 电路为例来说明这三种控制方法的基本原理 56, 假设电路 工作模式为 CCM (电感电流连续模式 。(1峰值电流控制(Peak Current Mode Control图 2-2是峰值电流控制模式 PFC 电路原理图。

30、其中功率管的开关周期恒定不 变为 T 。 输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘, 形成一个与输入电压同频同相 的电流控制参考信号(基准电流环信号 。功率管 S 导通,电感 L 充电时,电感电 流的检测信号和基准电流环信号相比较,当电感电流上升到基准信号值时,触发 逻辑控制部分使功率管 S 关断,电感开始放电,当一个开关周期 T 结束时,功率 管重新导通。 图 2-3是在半个工频周期内, 功率开关管的控制波形和电感电流波形Li 的示意图。 图 2-3峰值电流控制原理图 图 2-4峰值法控制时电感电流波形图峰值电流控制法来实现 Boost 型 PFC 电路时的最主要问题是:被控制量是电 感电流的峰

31、值,因此并不能保证电感电流即输入电流平均值和输入电压完全成正 比,并且在一定条件下会有相当大的误差,以至无法满足 THD 很小的要求;峰值 电流对噪声也很敏感; 占空比大于 0.5时产生次谐波振动; 需要在比较器输入端加 谐波补偿。因此在 PFC 电路中,这种控制方法已经逐渐趋于淘汰。图 2-5滞环电流控制原理图 图 2-5是滞环电流控制方法实现 Boost 型 PFC 电路的原理图和在半个工频周 期内,功率开关管 S 的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流控制法不 同的是,被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号 相乘,形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控

32、制参考信号,即:上限 基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电流的检测信号需要和两个基准电 流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号,其控制步骤为:当功率管 S 导 通,电感 L 充电时,电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较,当电感 电流上升到上限基准信号值时,触发逻辑控制部分使功率管 S 关断,电感开始放 电;当电感电流下降到下限基准信号值时,触发逻辑控制部分使功率管 S 导通, 电感 L 重新充电。这种控制模式下,功率管的导通时间是恒定的,而关断时间是变化的,因此功率管的开关周期是变化的。 图 2-6中实线为电感电流 L i , max i 为上限电流基准, mini 为下限电

33、流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小,它可以是固定值, 也可以与瞬时平均电流成比例。 图 2-6 滞环电流控制时电感电流波形图滞环电流控制法对 Boost 型 PFC 电路而言是一种较为简单的控制方式,由于 控制中没有外加的调制信号,电流的反馈和调制集于一身,因而可以获得很宽的 电流频带宽度,电流动态响应快,具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺 点是:负载对开关频率影响很大,因此设计滤波器时,要按最低开关频率考虑不 可能得到体积和重量最小的设计;滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大,需 要合理选取;当输入电源电压近零时,两个基准信号的差值很小,由于比较器精 度及延迟等因素,容易引起

34、过零点电流死区问题,这一般需要对电路加以补偿来 解决。(3平均电流控制 平均电流控制模式 PFC 电路原理图 2-7所示,平均电流控制在功率因数校正 中应用最为广泛, 其输入电感电流波形如图 2-8所示。 它把输入整流电压和输出电 压误差放大信号的乘积作为基准电流,并且电流环调节输入电流平均值,使其与 输入整流电压同相位,并接近正弦波形。输入电流被直接检测,与基准电流比较 后,其高频分量的变化,通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流 误差与锯齿波斜坡比较后,给开关管驱动信号,并决定了其应有的占空比,于是 电流误差被迅速而精确地校正。图 2-7 平均电流控制原理图 图 2-8 平均电流

35、法控制时的电感电流波形平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值, 因此 THD 和 EMI 都很小;对噪声不敏感;电感电流的峰值与平均值之间误差很小;原则上可以检测任 意拓扑、任意支路的电流;可以工作在 CCM 或 DCM 模式;并且开关频率是固定 的,适用于大功率的场合,是目前 PFC 中应用最多的一种控制方式。表 2-1为这三种控制方法的基本特点, 通过对比三种控制方式的优缺点来选择 合适的控制方式。表 2-1 三种常用 PFC 控制方法 2.6本章小结本章首先分析了有源功率因数校正技术的基本原理,然后在比较 APFC 电路 几种不同拓扑结构和工作模式特点,同时对有源功率因数校正技术

36、的控制策略作 了详尽的介绍。第 3章 APFC 电路的设计3.1APFC 电路的选择Boost 型 APFC 电路的输入电流必须被强制或调节到同输入电压成正比,需 要反馈信号来控制输入电流,可采用峰值电流型控制,滞环电流型控制和平均电 流型控制。峰值电流型控制有一个低增益、宽频带的电流环,其通常不适于高性 能的 APFC ,因为在调节信号和电流之间存在严重误差,这将产生畸变和低功率 因数;滞环电流控制由于负载大小对开关频率影响很大,无法得到体积和重量最 小的设计;而平均电流型控制则在围绕升压功率级的反馈环路中用一个放大器使 输入电流以极小的误差跟踪调节信号,达到高功率因数,同时相对比较容易控制

37、, 而且定频电流控制,稳定性高、失真小,对于中、大功率开关电源比较适合。本 章首先来分析平均电流控制 Boost 型 APFC 电路的工作原理, 然后在此基础上对 其进行小信号建模。相比较而言,升压式 APFC 具有功率因数高,电流波形失真 小,输出电压高等显著优点,因此,功率因数校正电路选择升压型主电路。 图 3-1Boost 有源功率因数校正原理图L根据第二章中关于 APFC 控制方式的介绍, 结合各自的优缺点, 我们选择 CCM 控制模式下的平均电流控制方案,并基于集成芯片 UC3854设计起参数和建立仿真 模型。 UC3854是美国 Unitrode 公司开发的基于平均电流的 Boos

38、t 型 APFC 控制 IC , 具 有带宽高,输入电流跟踪能力强等优点。APFC 电路同时具有整流和稳压功能,即整流要求输入功率因数为 1,稳压要 求输出电压稳定。为此, PFC 电路必须同时引入电压和电流反馈构成一个双环控 制系统,外环实现输出电压稳定,内环实现输入电流整形,使之成为与输入电压 同相位的标准正弦波。现介绍 Boost 型功率因数校正电路的基本原理 9。图 3-1所示为一个 Boost 有 源功率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和 DC/DC变换器组成,控 制电路包括基准电压refV 及电压误差放大器 V A 、乘法器 M 、电流误差放大器 CA 、 脉宽调制器和驱

39、动器等组成,负载可以是一个开关电源。Boost 型 APFC 的工作原理如下:主电路的输出电压与基准电压值比较后,输 入给电压误差放大器,电压误差放大器的输出和整流后的输入电压共同加到乘法 器中,乘法器的输出作为电流反馈控制的基准值,与检测到的输入电流信号进行 比较后,输入到电流误差放大器并加到 PWM 及驱动器,来控制开关 S 的通断, 从而使输入电流(即电感电流与整流输入电压波形基本同相,使电流谐波大为 减少,提高了输入端功率因数,同时保持输出电压稳定。3.2APFC 电路的参数设计本文说研究的单相 Boost 有源功率因数校正器,其技术指标如下:输入交流电压inV :80270V输入频率

40、 f :50Hz输出直流电压oV :400V开关频率sf :100KHz输出功率 P :500W功率因数 PF :>0.99功率因数校正主要实现两个目的:控制输入电流波形,使其跟踪输入电压波 形,从而得到高输入功率因数;为后一级电路提供平滑的直流电压。(1升压电感电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用,并决定了输入端的高 频纹波电流总量,因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的 情况 :输出功率最大,输入电压最低。此时,输入电流最大,纹波也最大,为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求,电感的设计应该在输入电压最低 的点进行计算。设最大峰值电流 PK I 为:

41、(84. 88050022min A V P I IN INPK = 式中,令 o IN P P =。设定允许的电感电流的最大纹波 L I , 通常选择在最大峰值线路电流的 20%左 右,即允许的电感电流由 20%的波动,由 (8. 184. 82. 02. 0P P PK L A I I -=确定 电感电流出现最大峰值时的占空比,当输入电压达到峰值的时候,输入电流也应 该达到峰值,此时的电流纹波最大,因此,应在最小输入电压的峰值点处计算占 空比,有71. 04008024002min =-=-=o IN o V V V D 计算升压电感值为:(45. 08. 110000071. 08022

42、min mH I f D V L L s IN = 本设计中 L 实取值为 0.5mH 。(2输出电容本设计以满足维持时间要求为准则。维持时间是指在输入电源被关闭之后, 输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度。维持时间是以下电参量的函数:储 存在输出电容器中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压。 所以用维持时间 t 来确定输出电容值的计算公式为:2(min202o o U U t P C -= (3-1 取 t 为 36ms ,则F C 960350400036. 0500222=-= 电容 C 取值为 F 960。(3电流取样电阻通常有两种电流传感检测方法,即在变换器接地线

43、返回端串联一个取样电阻 来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻检测输入电流要比电流互感 器成本低,它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来 检测输入电流的方法。电流取样电阻 s R 上的压降 s V 作为输入电流取样信号,通过 电流环的调节作用,使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻 s R 上的电压的典型值 为 V V s 0. 1=。求出 (74. 99. 084. 82(max A I I I PK PK =+=+=电流取样电阻值 (1. 074. =PK s I R ,选取 0.15峰值检测电压的实际值 (3. 115. 084. 8V R I V s PK R

44、S =。(4功率开关管和二极管当功率开关管导通时,二极管反向截止,流经开关管的电流为电感电流,二 极管上的反向电压为输出电压;当功率开关管关断时,二极管正向导通,开关管 上的电压为输出电压,流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和 二极管时,其额定电压必须大于输出电压,额定电流必须大于电感电流的最大值。 电压考虑 1. 2倍的安全裕量,电流考虑 1. 5倍的安全裕量,则V V V o s CEM 4804002. 12. 1 (=>, A I I L s CEM 26. 1384. 85. 15. 1(max (=>。(1 控制电路的建模 10111电流调节器的建模电流控

45、制环由电流误差放大器、 PWM 比较器和功率级组成,电流环的结构图 如图 3-2所示。图中 (s G CA 是电流误差放大器的传递函数, (s G PWM 是脉冲宽度调 节器 PWM 的传递函数, (s G PS 表示主电路上 S R 两端电压受占空比 D 控制的小信 号传递函数。 功率级传递函数:sLR V sL s D R s D V s D s V s G S o ON S ON o ON S PS = ( ( ( ( ( (3-2 式中 (s V S 为取样电阻 S R 上的电压, o V 为功率电路输出电压, L 为功率电路电 感。 图 3-2 电流控制环结构PWM 比较器的传递函数

46、为:SON PWM V V D s G 1 (=- (3-3其中 S V 为振荡器斜坡电压峰峰值。 UC3854中的 S V 为 5.2V 。 图 3-3 电流误差放大器电流误差放大器及其补偿网络的结构图如图 3-3所示, 根据虚短、 虚断的原理, 可求其传递函数为:1111 (21111+=+=s T s T s K s C R C R C R s G CP C CZ CZ CZ C CA (3-4 式中 CZC C R K 111=, CZ CZ C R T =1, CP CZ C R T =2。 2电压调节器的建模电压环由电压误差放大器和升压级组成,结构图如图 3-4所示。 图 3-4

47、电压环结构 图 3-5 电压误差放大器电压误差放大器如图 3-5所示,传递函数为 1213:111 (321+=+=s T K s R C R R s G VF VF V VF EA (3-5s Mo Mo IV R VD R式中 12V VF R R K =, VF VF C R T =3。 按照输入功率表示的升压级传递函数为 s K V V sC P s G VEA o o IN bst 3 (=(3-6 式中, (s G bst 是包括乘法器、除法器、平方器在内的升压级增益, IN P 为平均 输入功率, o C 为输出电容, VEA V 是电压误差放大器的输出电压范围(VEA V =4

48、V o V 是输出直流电压, VEAo o IN V V C P K =3。 (2 电流调节器补偿网络参数设计1开关频率点的电流误差放大器增益计算因电感电流下斜在检测电阻上的电压,然后除以开关频率,用 s R 代替电 流互感器(N R s ,方程式为:ss o RS Lf R V V = (3-7 即 (2. 1 1000000005. 0( 15. 0400(PP RS V V =,该电压必须等于 s V 的峰峰值,即定时电容上的电压(5.2V 。则误差放大器的 增益为:3. 42. 2. 5=RS s CA V V G 。2反馈电阻器,设 1C R 等于 0m R :=k R R m C

49、401,=k k R G R C CA CZ 2. 1743. 41。3电流环穿越频率 Ci f12C s CZ s o Ci R L V R R V f = (3-8 代入数值得 kHZ f Ci 8. 15=4零点补偿电容 CZ C考虑到电流环路的截止频率设在 15.8kHZ ,相位容限为 45,零点频率等于截 止频率,即在环路的截止频率值频率设零点,则零点补偿电容:pF kk R f C CZ ci CZ 5862. 178. 152121=,取 620pF 。 5极点补偿电容 CP C极点频率至少高于功率开关切换频率的一半,即极点必须在 2s f 以上,则极 点补偿电容为:pF kk

50、R f C CZ s CP 922. 171002121=,取 pF 92。(3 电压调节器补偿网络参数设计1输出纹波电压主电路的输出纹波电压由下式给定,式中 R f 是二次谐波纹波频率:(240096010025002V p V C f P V o o R IN OPK = 2放大器的输出纹波电压和增益为了使 OPK V 减小到电压误差放大器输出所允许的纹波电压, 应按如下关系设 置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值:OPKVAO VA V V G =纹波 % (3-9 按规定取交流输入电流的三次谐波为 3%, 电压误差放大器输出端占 1.5%, 且 该端口的电位对于 UC3854而言

51、, 415=-=VAO V ,故 03. 02015. 04=VA G 。3反馈网络的数值已知 VA G ,可求出电压误差放大器反馈回路中的元件 VF C 值,F k G R f C VA V R VF 103. 003. 051110021211= 式中 R f 为工频的二次谐波频率, VI R 的值是一个适当的任意值,一般取 =k R VI 511。4设置直流输入电压,利用 REF VI REF O VD V R V V R =- (,可得=-=-=k k V V V R R REF O REF VI VD 8. 9 5. 7400(. 7511 (,取 10k 。 5求出极点频率22 2(=VF O VI O VAO IN Vi C C R V V P f (3-10 HZ p k f Vi 5. 12 2(103. 096051140045002= 6求 VF R=k C f R VF VI VF 124103. 05. 122121 3.3 本章小结本章确定了本文的研究对象为平均电流控制的 Boost 型 APFC 电路, 并对主电 路的参