传统二极管整流电路面临的问题

1、、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工 作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由 3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端 整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD或超快恢复二极管（SRD可达1.01.2V,即使采用低压降的肖特基二极管（SBD ,也会产生大约 0.6V的压降，这就导致整流损耗增大， 电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电

2、流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%40%） Po,占电源总损耗的 60%以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/ DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高D。DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFETI于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率 MOSFE做整流器时，要求栅

3、极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能， 故称之为同步整流。1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及*为功率MOSFET在次级电压的正半周，V1导通，V2关断,M起整流作用；在次级电压的负半周，M关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括 V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于 1MHz时，以栅极驱动损耗为主。3、半桥他激、倍流式同步整流电路图2单端降压式同步整流器的基本原理图该电路的基本特

4、点是:1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头 结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波;3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输 出滤波电感上的损耗明显减小了；4）较少的大电流连接线（high current inter-connection ），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2 路，而在中间抽头的拓扑中有3 路；5）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电

5、感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同 一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。三、电路实例分析16.5W同步整流式D。DC电源变换器的设计下面介绍一种正激、隔离式16.5WD。DC电源变换器，它采用DP/V Switch系列单片开关式稳压器DPA424R直流输入电压范围是3675V,输出电压为3.3V,输出电流为5A,输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电 压为48V时，电源效率 刀=87%。变换器具有完善的保护功能，包括过电压/欠电压

6、保护， 输出过载保护， 开环故障检测， 过热保护，自动重启动功能、 能限制峰值电流和峰值电压以 避免输出过冲。由DPA424R勾成的16.5W同步整流式DJDC电源变换器的电路如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由 C、Li和C2构成输入端的电磁干扰（ EMI） 滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1 用来设定欠电压值（ UUV） 及过电压值（ UOV） ，取 R=619kQ 时，UUp619kQ X 50 科 A+ 2.35V=33.3V , Ube619ka X135A+ 2.5V=86.0V。当 输入电压过高时Ri 还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R

7、3 为极限电流设定电阻，取F3=11.1k Q时，所设定的漏极极限电流I' limit=0.6 I limit=0.6 X2.50A=1.5Ao电路中的稳压管VDi （SMBJ150对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。图6 16.5W同步整流式DC/ DC电源变换器的电路该电源采用漏源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFE数整流管，其最大漏源电压LDs（max）=30V,最大栅源电压 UGs（max=±20V,最大漏极电流为9A （25C）或7A （70C）,峰值漏极电流可达 40A,最大功耗为2.5W（25C）或1.6W（70C）。SI4800的导通时间tor

8、=13ns （包含导通延迟时间 td（0N）=6ns,上升时间tR=7ns）,关断时间toF=34ns （包含关断延迟时 间td（0FF）=23ns,下降时间tF=11ns）,跨导gFS=19S。工作温度范围是 55+150C。SI4800 内部有一只续流二极管VD,反极性地并联在漏源极之间（负极接D,正极接S）,能对MOSFET功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间trr=25ns。功率MOSFET1双极型晶体管不同，它的栅极电容CGs较大，在导通之前首先要对Cgs进行充电，仅当Cgs上的电压超过栅源开启电压UGs（th）时，MOSFE4开始导通。对SI4800 而言，UGs（th）0.8V

9、o为了保证 MOSFE存通，用来对 Cgs充电的UGs要比额定值高一些，而且 等效栅极电容也比 CGS高出许多倍。SI4800的栅一源电压（UGs）与总栅极电荷（Q）的关系曲线如图7所示。由图7可知QG=QGs+ Qd+ QOd (1)式中：QGs为栅一源极电荷;Qd为栅一漏极电荷，亦称米勒（ Miller ）电容上的电荷;Qd为米勒电容充满后的过充电荷。图7 SI4800的UGs与QG的关系曲线当UG=5V时，Qs=2.7nC, QD=5nC, Q=4.1nC,代入式（1）中不难算出，总栅极电荷Q=11.8nC。等效栅极电容 CEi等于总栅极电荷除以栅一源电压，即CEi=Q/UGs (2)将

10、Q=11.8nC及UGs=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容 Qi=2.36nF。需要指出， 等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即 Qi>>Qs）,因此，应按CEi来计算在规定时间内导 通所需要的栅极峰值驱动电流 IG （PKO o IG （P口等于总栅极电荷除以导通时间，即I g=Q/ t on （3）将Q=11.8nC, to=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的I g（pk）=0.91A。同步整流管V2由次级电压来驱动，R为的栅极负载。同步续流管 V直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管 VD2截止时，有一部分能量存储在共

11、模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。Q为控制端的旁路电容。 上电启动和自动重启动的时间由G决定。输出电压经过 R0和R1分压后，与可调式精密并联稳压器 LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器 PC357去控制DPA424刖占空比，对输出电压进行调节。R7、 VD3 和 C3 构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3 两端的电压不能突变，使得LM431 不工作。随着整流滤波器输出

12、电压的升高并通过R给C3充电，G上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中,输出电压是缓慢升高的，最终达到 3.3V 的稳定值。四、用于同步整流的功率MOSFE最新进展为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFE不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的 NDS8410 N沟道功率MOSFET其通态电阻为 0.015 0。 Philips 公司生产的SI4800型功率MOSFE建采用TrenchMOSM技术制成的，其通、断状态 可用逻辑电平来控制，漏源极通态电阻仅为 0.0155 a。IR公司生产的IRL3102 (20V/ 61A)、 IRL2

13、203S (30V/ 116A)、IRL3803S (30V/ 100A)型功率 MOSFET 它们的通态电阻分别为 0.013 、0.007 Q和0.006 Q ,在通过 20A电流时的导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET勺输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流 器件。最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路(SRIC)。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动 N沟道功率MOSFET勺高速CMO骁制器。IR1176可不依赖于 初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位( active clamp )、栅极驱动补偿等复杂 电路。IR1176适用于输出电压在 5V以下的大电流 DC/DC变换器中的同步整流器，能大大 简化并改善宽带网服务器中隔离式DC/ DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFE T可提高变换器的效率。当输入电压为+48V,输出为+ 1.8V、40A时，DJ DC变换器的效率可达86，输出为1.5V 时的效率仍可达到 85。4 结语在设计低电压、大电流输出的DC/ DC变换器时，采用同步整流技术能显著提高电源效率。在驱动较大功率的同步整流器时，要求栅极峰值驱动电流Ig(