三端口半桥变换器的可独立再生的电力系统系列

1、三端口半桥变换器的可独立再生的电力系统系列摘要：一种系统的方法来产生三端口半桥变换器（TPHBCS）接口的可再生源，一种储能电池，并提出了一个独立的可再生能源负荷的电力系统应用。在变压器中存在直流偏置电流，半桥变换器的主要电路可以看作为是一个同步整流的降压变换器，通过功率流动方向可以在可再生能源和电池当中配置，其中电池是一个并联连接的独立的电容器。为了使电压在三端口的任何两个端口之间独立调节，一种快速、同步、各种各样的可实现调节被提出。结果，一系列的三端口半桥变换器的一些简单的拓扑结构和控制，电气设备数量的减少和任意两端口单机功率的转换等优点被展现出来，一个同步整流的三端口半桥变换器被作为一个

2、列子来验证所提出的方法并且实验结果也再次验证了三端口半桥变换器的工作原理。这种拓扑结构的理念被进一步扩展，一些新奇的三端口变换器进行不同的用途。关键词：反激式变换器 半桥变换器 再生电力系统 三端口转换器 拓扑结构1. 说明可再生能源，例如太阳能、潮汐能、风能在自然界中都是间歇性的，燃料电池系统的特点也是缓慢的暂态响应。为了刚好的提供负载，储能元件像电池或者超级电容，作为一种能量运作的缓冲，通常在独立的可再生能源中是需要的，其中几个独立的直流直流转换器按常规采用1，如图1（a）所示，它的缺点是高成本、低效率，由于多阶段的转换。为了更好地饿衔接可再生能源、储能元件和负载下，一个及承诺的三端口转换

3、器（TPC）如图1（b）所示将是很好的一个参考2-4。详细比较二者的解决方案，已在4中给出，它表明了这种集成的三端口转换器具有较高的系统优势、更高的效率、更低的成本、更快的反应以及紧凑的包装便于集中控制。由于它显著的优点，像更低的消耗和紧凑的结构，统一的电力管理接口，并且最近许多低成本、多端口的转换器已经被提出用作不同的用途，如混合电动车辆4-9,燃料电池和电池系统10-12，航空航天动力系统13，14，电池组备用15- 20，和混合能源储存系统21。许多技术已经被用来提供多端口接口。其中最简单的方法就是对一个共同母线接几个阶段的转换器3,4，它不是一个集成的转换器，因为只有极少数设备是共享的

4、，许多集成的三端口转换器是由半桥或者全桥拓扑结构通过磁耦合在通过高频电压器集成的9-12。然而，这些转换器利用了大量的开关，导致复杂的驾驶和控制电路，并可能降低性能的集成转换器。在13-16中，一个三端口拓扑生成是通过引入中间分支，由一个开关和二极管组成，在半桥转换器（HBC）中很好的表现出来。这种方法是在18进一步发展分时的概念，提出了综合的多拓扑结构。半桥变换器是一个隔离的最基本的拓扑结构，它主开关通常是交替操作或者补充的。而在半桥变换器输入电容可以是作为电压源和它们的电压可以被两个充电并排放下。这是一个暗示，我们可以建立一个TPC从HBC如果我们并行连接的存储元件，如电池，随着HBC的分

5、压电容，因为电池可以充电或放电，通过控制主开关的HBC。本文的主要贡献是提出一个系统生成三端口半桥变换器的方法（TPHBC）基于功率流分析接口之间和控制功率流，并找到一系列的综合与简单的拓扑结构和控制的优点，TPHBCS，高集成度，设备数量减少，单级任何三个端口之间的功率转换。论文组织如下。在第二部分介绍生成三端口半桥变换器的基本思路被提出，一个同步调节TPHBC作为详细地分析了实例，验证了该方法的部分将在第三节介绍，实验结果的验证将在第四节展现，在第五节中将进一步进行该三端口半桥变换器拓扑结构的拓展。最后将在第六节进行总结。功率流负载电池光电池（a）三端口变换器单向直流变换器双向直流变换器（

6、b）图1一个独立的可再生能源发电系统解决方案：（a）具有多个独立的转换器和（b）一个TPC。反激式降压半桥三端口半桥变换器双向直流变换器图2.TPHBC生成过程正向反激式降压半桥2. 三端口半桥变换器的推导A、理想的三端口半桥变换器电流分析考虑到有三个独立的功率流光伏发电系统：1）从光伏到负载，2）从光伏电池到电池3）从电池到负载，如图1（b），为了得到TPC，三功率流的路径应该是首先配置，参考如图2所示。其中变压器被建模为磁化电感Lm与理想变压器并联，从光伏到负载的功率流由半桥提供最初的拓扑结构。可以看见有一个双向开关电池，采用磁化电感变压器LM为滤波电感，寄生在主要的HBC的一面，所以电池

7、并联一个的输入电容C2是通过PV操作双向开关单元作为同步降压（降压）整流，然后从光伏电池到负载的功率流就形成了。然后，我们发现，从电池的功率流的负载也通过了反激变换器（FFC）22。如图2所示，实际上三端口半桥变换器是由同步降压整流变换器和反激式变换器集成而来。 从图2看出，TPC是通过配置导出三功率流路，其中一个单级功率转换可以在这三个端口之间的任何2个中实现。作为一个TPC，输出端口通常必须严格满足负载要求，当输入端口是一个可再生能源时，如光伏发电应实现最大功率跟踪获取能量。因此，输入与负载不匹配功率时，输入功率和负载必须被充电或放电通过电池端口，这意味着在TPC的三个端口中的任意两个应独

8、立控制，第三个是用于功率平衡。结果，两个独立变量被控制是必要的。 然而，在三端口半桥变换器的开关S1和S2必须有驱动的补充，来满足同步降压整流的要求，这表明在转换器中只有一个控制变量存在。因此，我们需要提高衍生tphbc拓扑结构来满足转换器的功率控制通过引入另一个控制变量。 为了实现双端口独立可控，可以修改图2的拓扑结构从以下三方面的任何一个：1）快速性调节来实现输出电压控制通过保持两主开关S1和S2的驱动互补；2）S1和S2分别作为两个独立的开关而这样的路线中磁化电感LM的形成是在S1和S2都有了MOSFET代替原来的二极管同步整流器基础上；3）S1和S2是独立运作，而一个额外的续流支路LM

9、将会主要介绍。B、三端口半桥变换器系列图3.副边整流调整式的三端口半桥变换器（1）三端口半桥变换器和后段整流调制：三端口半桥变换器和后段整流调制参考如图3所示。两个主开关S1和S2按要求驱动。一个后段整流调整器场效应管S3被引进在两个整流器中的任何一个，D2来限制电路中的功率。图4.其他类型的副边调整式（a）全桥，（b）三绕组伏秒平衡原理在磁化变压器的电感和输出滤波电感LM，我们可以得到：Vin = Vb/D1 (1)Vo = nD1*(VinVb)+D3Vb=n(D2+D3)*Vb (2)其中D1和D2是S1和S3在稳定态时的占空比，D3是S3的有效占空比，该驱动信号有S3和S2的重叠部分，

10、输出电压Vo。从（1）和（2），该电压的光伏源VIN可与D1最大功率点的调节跟踪（MPPT），以电池电压VB为常数。和输出电压Vo可以进一步严格监管D3。后段整流调整理念也适用于集中式与其他整流器22除了中心抽头，如图4所示。（2）同步调节TPHBC：如果两个主要在TPHBC的开关S1和S2，希望是独立控制的，由于变压器的磁化电流存在，所以必须要增加额外的电路部分以防S1和S2同时关闭。在某些应用中，高电流或低电压的情况下，通常采用同步整流器以减少传导损失。在这些情况下，我们可以采取同步整流器的优点，实现S1和S2的独立控制。所提出的同步调节的TPHBC（TPHBC-SR）如图5所示。两个主开

11、关S1和S2是由占空比为D1和D2的驱动驱动电路驱动，相应的。同步整流MOSFET的S3和S4与S2和S1的驱动互补。因此，当S3和S4导通的时候，S1和S2都关闭，为了缩短变压器的二次绕组，所以要建立一个任意的线路电流通过磁化电感Lm。伏秒平衡原理在磁化变压器的电感Lm和输出滤波电感Lo，我们得到：5.同步调整的三端口半桥整流变换器Vin =(D1 + D2 )·Vb/D1 (3)Vo = nD1*(VinVb)+D2Vb = 2nD2Vb (4)图6.其他形式的同步调整（a）全桥式（b）电流倍增式对光伏电源VIN的电压可通过D1调节，输出电压可通过D2控制。操作原则和模式将在第三

12、节详细讨论. 图7. 三模态半桥变换器1316同步调节的思想也适用于其他整流器，三端口半桥变换器和全桥以及倍流整流在图6（a）和（b）中所示。应该注意的是在全桥整流器中只有2个主动开关是必要的形成续流支路，对于变压器的励磁电流，如图所示图6（b）。（3）三端口半桥整流器主回路：配置续流回路的Lm在开关S1和S2的通断之间 在设计当中驱动方案作为两个独立的交换机，通过引进额外的控制之路在主回路侧直接在半桥整流器拓扑结构当中形成三端口半桥变换器，如 13和16所介绍。在图7所示。场效应管S3 在上述的续流回路打开当S1和S2都是断态的时候，并且开关二极管D3也限制电流 15。主回路添加端口的思想仍

13、然可以应用在其它半桥整流器的拓扑结构中。电压之间的关系，VIN，VB，和VO给13，16与（3）和（4）相同。C、对TPHBCS三种类型的分析与比较:每个转换器都有其优点和缺点。帮助工程应用中的一种权衡设计与拓扑选择，三种TPHBCS之间的比较给出如下。（1）TPHBC与快速调节：两个主开关在TPHBC-PR可以通过零电压开关技术操作，其原理是作为非对称HBC一样，用于互补驱动方案。因此，它提供了更少的功率损耗原发性比其他两种TPHBCS。此外，S3也可以实现零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）与开关损耗和电磁干扰（电磁干扰）水平退化。当S3打开之前S2，它工作在ZVS，而当它关闭在S2

14、是关闭的，它工作在ZCS。另一方面，因为引入额外的导通损耗在快速控制开关时在次级侧的TPHBC-PR对于高负载电流的应用则不好。（2）同步调节的TPHBC-SR TPHBC：具有最小零件计数。与同步调节，的TPHBC-SR最适合地应用于低电压和高电流输出。另一方面，TPHBC-SR不适合高输出电压的应用，因为反向恢复损失与S3和S4的体二极管会降低效率显著。在第三节的分析表明，所有的活动开关S1可以操作的开关，这意味着主开关损耗比其他类型的PHBCS高。3）许多变形的TPHBC：许多研究在1316表明，所有开关管的ZVS原发性自由的TPHBC（TPHBC-PF），如图所示在图5中，可以实现。然

15、而，这TPHBC-PF遭受额外的传导损失由于在主侧面引进了另外由一个二极管和MOSFET的回路。它不适合应用于高电流和低电压通过光伏电池和电池端口。另一方面，该TPHBC-PF具有最小的传导对二次侧的t损失进行负载电流（如TPHBC-PR相同），也没有额外的开关。和整流二极管和MOSFET可以适应高或低输出电压应用。3、同步的TPHBC分析调节：图5所示的TPHBC-SR为例验证所提出的拓扑推导和控制。为了更好地分析工作原理，提出了建议TPHBC-SR拓扑绘制如图8所示。假设是为了简化分析，C1，C2，和Co足够大的三端口，输入电压，VB的电压和VO，稳态期间是恒定的。图8.三端口半桥变换器同

16、步调整提出的拓扑结构A、运行模式分析忽略了转换中的功率损耗，我们可以得到：pin = pb + po其中pin , pb , 和 po是通过光伏电池，电池的功率，和负载端口。TPHBC-SR有三个可能的工作状态：1）双输出（DO）状态， pin>po，电池吸收多余的太阳能和负载和电池从光伏发电；2）双输入（DI）状态，pin< po并且pin > 0,，电池放电，以满足的负荷跟随光伏发电；3）单输入单输出（SISO）状态，pin=0，电池供电的负载功率单独。（1）双输出状态：模型一，一个开关有三种方式循环。每一个关键波形和等效电路模式在图中显示，分别是9和10。模式一 t0,

17、t1：在t0之前，S3和S4是导通的，S1和S2时关断的当负荷电流和励磁电流通过S3和S4。在t0之后，S1和S4关闭。一个正电压被应用到变压器的初级绕组见图10（a）：diLm/dt= (Vin Vb)/LmdiLo/dt= (n(Vin Vb )Vo)/Lo (6)iP = iLm + n*iLo模型二 T1 T2：当S1和S3关断和S2和S4打开，一个负电压适用于整个变压器的初级绕组（见图10（b）：diLm/dt=Vb/LmdiLo/dt= (nVb Vo)/Lo (7)模式二模式三模式一iP = iLm n*iLo图9.双输出状态的关键波形模式二模式三模式一 图10. 双输出状态的每

18、个工作模式的等效电路：（a）t0,t1,(b)t1,t2,(c)t2,t3 图11.双输入的关键波形模式二模式一图12.单向输入和单向输出下的关键波形图13. TPHBC-SR提出的控制和调制（a）控制图，（b）产生PWM，（c）PWM调制器的关键波形。模式三 T2T3：在T2，S2和S3打开关闭。电压在一次绕组被夹紧在零。无论是S3和S4都是导通在负荷电流和励磁电流之间在这种模式下，（见图10（c）：diLm/dt= 0diLo/dt=Vo/Lo (8)iP = 0在这种双输出状态下，作为转换器的功能的主要部分一个降压转换器对电池充电。平均电流IP和ILM是z正值的，如图9所。（2）双输出状

19、态：运行模式和等效电路和双输出状态中是一样的。唯一的区是，电池是放电，所以，无论是平均电流IP和ILM是负的，如图11所示。（3）单输入单输出状态：当电池为单独的负载，TPHBC-SR拓扑结构退化为FFC，如前所述，在S1和S2和S3和驱动互补S4是同步整流器。只有两种运行模式（模式I和II）在一个开关周期和无续流模式（模式三）了。显示的关键波形在图12。在模式一和第二模式是完全的在做同样的情况下在双输出模式。B、零电压分析S3和S4工作自然通过ZVS，由于它们在同步整流MOSFET的体二极管。在第一种工作模式结束时，其中S1关闭，存储在变压器漏感电感器的能量被释放充电或放电的寄生电容器的寄生

20、电容，CDS，S1和S2。结果，S2将在ZVS只有符合下列条件：2Lk (ILm + nILo)2 >CDS*Vb2ILm + nILo > 0 (9)C、设计考虑作为半导体器件的应力，这TPHBC-SR类似于传统的HBC。但一个关键的区别这2个转换器是变压器的磁化电感作为一个电感器。从（5），在稳定的状态，我们有： VinIin = VbIb + VoIo (10)根据工作模式一我们得到： Iin = D1 (ILm + nIo ) (11)ILM是普通变压器的励磁电流，我们有： ILm = Iin/D1 nIo (12)图14. 实验中光伏板的仿真电路另一方面，电池电流IB等于

21、平均值一次绕组电流： Ib = D1 (ILm + nIo) + D2 (ILm nIo ) (13)那么，平均变压器励磁电流ILM还可以由以下公式给出： ILm = Ib (D1 D2 )nIo/(D1 + D2) (14)D、控制和调制图13（a）显示混合动力电池的控制图系统，而图13（b）和（c）显示拟议的调制实现恒定频率脉冲宽度调制的方法（PWM），在vsaw是锯齿载波波形用于调制，用vC 和vC2 的控制电压由反馈控制器。在双输出或者双输入的状态下，如分析根据（3）和（4）和在稳定状态下，光伏电压可由开关S1的占空比控制D1。其结果是，通过两个光伏端口的功率流电池端口可以控制D1。与

22、D1调制vc1，其中介绍了输出的唯一一个调节器三个方面：光伏电压调节器（IVR）最大功率点跟踪，电池电压调节器（BVR）最大充电电压电池和电流调节器（BCR）最大电流分别收取。输出是严格控制的任务开关S2，D2循环，输出电压的调节（OVR）。如果只 pin>0，则vC1总是 比vC2要高出收益率D1 + D21，这意味着改写有VC1没有贡献无论是双输出还是在双输入的状态中。在SISO模式中，电池放电只有OVR是正值并且vc1和vc2是相同的对于D1 + D2 = 1，这意味着S1和S2驱动互补。事实上，无论是超视距和BCR工作以防止电池从过充电。无论是超视距或BCR活性做状态意味着系统需

23、要比其MPP减少光伏发电然后IVR空闲。4、实验结果图15. 稳定状态下的实验波形：（a）VP、IP、VDS1，和vgs1在双输出状态，（b）VP、IP、vgs2，和vgs1在双输入状态，（c）vp，IP，vgs1，和vgs2在SISO状态。 图16.VGS与VDS 在S1和S2在双输入状态上。图17. 工作状态：（a）SISO模式DI模式DO模式，（b）DO模式DI模式SISO模式，（C）的MPPT控制电池充电控制，和（D）电池充电控制MPPT控制图18. 通过减少/增加负载电阻负载暂态波形（a）输出电压控制（b）输出功率控制下由DSP控制的控制TPHBC-SR原型用表中列出的关键参数。电阻

24、R0与直流电源系列是用于模拟PV特性，如图14所示。转换器操作的稳态波形，单输入单输出模式，分别是图15中给出了。从图15（a）和（b）的占空比S1和S2是独立控制的分别在双输出和双输入状态下。载双输出状态下ip的平均值是正值，如图所示图15（a）电池进行充电，在双输入状态下ip的平均值是负的，如图15（b），在电池放电。图15（c）表明，S1和S2在SISO状态补语驱动。所有实验结果匹配的分析相当不错，如图所示。9，11，和12。VGS和VDS对S1和S2在DI状态全负荷图16给出，表明S2接通ZVS。 工作状态之间的切换在双输出和双输入，和SISO之间测试了。图17（a）显示了从SISO到

25、双输入的转换开关直流电源开通，然后双输出状态通过降低串联电阻，R0。图17（b）显示的转换从双输出到双输入通过增加R0，然后到SISO状态通过切换直流电源关闭。从图17（a）和（b）电池平衡之间的功率和负载端口和MPPT是活跃在DI和DO状态。图17（c）和（d）之间的过渡显示控制电池充电控制。在这个实验中，最大充电电流设置为2 A。然而充电电流小于2，IVR和MPPT是正值。否则，BCR是正值并且MPPT跟踪待机让转换器操作下进行电池充电控制。严格控制在每一个工作状态，也在状态切换。在图13中给出的控制和调制方案也可以用于与OVR取代恒功率控制输出功率调节器。图18显示了瞬态波形在输出电压下，用步进负载电阻控制与输出功率控制。图18（a）输入功率保持恒定，输出电压为在负载电阻下稳定的输出电压调节改变而电池电流/功率的变化来补偿负载功率。在图18中，输入功率仍保持不变。输出电压和电流各不相同，但输出电力是在稳定的输出功率调节下举行的负载电阻变化，电池电流/功率保持不变的结果。5、建议拓扑的扩