卫星通信系统设计

1、卫星通信系统设计一、 设计要求 1?覆盖东南亚地区地面终端为手持机；2. 波束：卫星天线有 140 个点波束， EIRP: 73dbw, G/T :15.3db/k ;3. 支持数据速率 9.6kbps, 至少提供 10000 路双向信道；4 濒段： L 波段，上行 1626-1660MHZ;下行 1525-1559MHZ 。二、 总体设计方案1. 系统组成卫星通信系统由卫星星载转发器、地球站接收、地球站发送设备组成。 本设计系 统卫星定位与赤道上空 123oE ,加里曼丹即婆罗洲上空 距地面 3.6KM ，属 地球同步卫星。系统组成如图 1 所示 发送端输入的信息经过处理和编码后，进入调制器

2、对载波中频进 行调制；以 调的中频信号经过上变频器将频率搬移至所需求的上行射 频频率，最后经过高功 率放大器放大后，馈送到发送天线发往卫星。卫星转发器对所接受的上行信号提供足够的增益， 还将上行频率变换 为下行频率，之后卫星发射天线将信号经下行链路送至接受地球站。 地球站将接 受的微弱信号送入低噪声模块和下变频器。低噪声模块前 端是具有低噪声温度的 放大器，保证接收信号的质量。下变频、解调 器和解码与发送端的编码、调制和上变频相对应2. 系统传输技术体制CD，调制方式本系统采用n 4-QPSK调制机制QPSK Quadrature Phase Shift Keying 正交相移键控，是一种数字

3、调制方式。在数字信号的调制方式中 QPSK四相移键控是目前最常用的一 种卫星数字 信号调制方式，它具有较高的频谱利用率、较强的抗干扰 性、在电路上实现也较 为简单。但是，当QPSK进行脉冲成形信号发送前的滤波，减小信号间干扰，将信号通过设定滤波器实现时，将会失去恒包络性质，偶尔发生的弧度为n的相移当码组0011或0110时，产生180。的载波相位跳变，会导致信号的包络在瞬时通过零点。任何一种在过零点的硬限幅或非线性放大，都将由于信号在低电压时的失真而在传输过程中带来已被滤除的旁瓣。为了防止旁瓣再生和频谱扩展，必须使用效率较低的线性放大器来放大QPSK 信号OQPSK 是在 QPSK 根底上开展

4、起来的一种恒包络数字调制技术。消 除 180 。的 相位跳变。恒包络技术所产生的已调波经过发送带限后， 当 通过非线性部件时，只产生很小的频谱扩展。这种形式的已调波具有两个主要特点，其一是包络恒定或起伏很小；其二是已调波频谱具有 高频快速滚降特性，或 者说已调波旁瓣很小，甚至几乎没有旁瓣。它 与 QPSK 有同样的相位关系，也是 把输入码流分成两路，然后进行正 交调制。不同点在于它将同相和正交两支路的 码流在时间上错开了半 个码元周期。由于两支路码元半周期的偏移，每次只有一 路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同时翻转的现象。因此，OQPSK信号相位只能跳变 0。却 0°,不会

5、出现 180°的相位跳变。本系统采 用 n/4-QPSK 调制，它是 OQPSK 和 QPSK 的折中，比 PQSK 有更 好的包络性质，它能够非 相干解调，使接收机设计大大简化，在多径 扩展和衰落的情况下， / 4-QPSK 调 制性能更好。，多址接入方式OFDMA : OFDM 正交频分复用结合 CDMA 码分多址OFDM 将信道分成假设干正交子信道， 将高速数据信号转换成并行的低 速子数据流， 调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在 接收端采用相关技术来分 开，这样可以减少子信道之间的相互干扰ICI。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信 道上的可以看

6、成平坦性衰落，从而可以消除符号间干 扰。而且由于每 个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小局部， 信道均衡变得相 对容最大限度的易。 OFDM 可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制技术， 提高了系统性能。 OFDM 中的各个载波是相互正交的，每 个载波在一个符号时间内有整数个载波周期， 每个载波的频谱零点和 相邻载波的零点重叠，这样便减小 了载波间的干扰。由于载波间有部 分重叠，所以它比传统的 FDMA 频分多址技术 提高了频带利用率。 但 OFDM 本身不具有多址能力，需要和其他的多址技术， 如TDMA 、CDMA 、FDMA 等结合实现多址，本系统采用 OFDM 正交频分复用 结合

7、CDMA 码分多址。3. 信道申请及信道分配 系统的地面站负责将卫星网络接入到世界各地的地面网络或将地面 网络接入到卫 星网络。在三个地点设置地面站即信关站，有交换和 网络管理功能，同时用于 与地面通信网接口，分别在印度尼西亚、 菲律宾、泰国。本系统没有星际链路 且无交换功能，信关站还负责路 由分配功能。系统中控制中心均设在印尼巴登 岛包括地面控制中 心 GCC 和卫星控制中心 SCC, 各信关站通过数据网 将传输监 控和状态数据送到 GCC 和 SCC ，它们分别对地面信关站和空间卫星 进 行监控。 GCC 为信关站制定通信方案，控制分配给每个信关站的 卫星资源，实现 信道申请和信道分配。信

8、道分配方式：动态信道分配。信道动态分配分为 2 个阶段：第 1 阶段 是呼叫接 入的信道选择，采用慢速 DCA ，主要是进行各个小区间的 资源分配，根据一定区 域内的业务量以及小区的干扰情况为每个小区 分配上下行的资源。;第 2 阶段是呼叫接入后为保证业务传输质量而进行的信道重选， 采 用快速 DCA， 快速 DCA 是根据 RU 远程单元为承载分配载频，时隙 和码道。通过一定的准那么 对小区信道资源进行优先级排序，例如根据 载波负荷，各个时隙内的剩余码道数 目，时隙内的干扰，或根据接入 用户的空间位置分布等，为用户分配最优的频率， 时隙和码道。本系 统根据各个时隙内的剩余码道数目对小区信道资

9、源进行优先级 排序。二、链路工程预算1, 仰角EL 轨道半径rs,地球站到静止卫星的通信距离 d,地面站和 卫星之间的 夹角 rsin cos ELs d地球站到静止卫星的通信距离 de 为地球站的纬度，二 g 为地球站与 卫星定点星下点的经度之差d = 42238 1.023- 0.302cose ? cos g 本系统中卫星发射在赤道上空， r=0, 那么 EL = 90 。 由图 2 知d=35786m.地球站与星F点经度差g天线仰角d:卫星距离*是兰和窘的函数图3-3同步轨道地球卫星与地球站的通信距离关系曲线2, 空问传波损耗CD自由空问损耗LfLf 二4兀2df 2c, f为电波频率

10、，c为光速以 db 表示 Lf = 92.4 4 20lgd 20lg f db其中 d 单位为 km,f 单位为GHZ本系统 Lf=92.44+20lg35.786+20lg1.5=127.04 db链路附加损耗亠般星地链路传波损耗除自由空问损耗外，还有大气吸收损耗、雨衰、折射、散射等頻率(GHz)图3-4大气吸收附加损耗与频率的关系由图可看出本系统中大气吸收附加损耗较少，为O.OIdb,不是主要损耗因素。图3-5不同仰角时雨衰与频率的关系 由图知本系统中雨衰对系统影响不大。3db综合考虑各种链路附加损耗，估计除自由空间传波损耗外，还有 链路附加损耗。3, 衰落特性对于卫星移动通信系统，移动

11、用户所在地面环境复杂，天线高度低、增益小，能接收由于地面环境反射形成而来的多径信号，因此卫星移动通信信道可看作是一个多径信道。卫星移动通信一般用于支持偏远地区，一般认为接收信号存在直射分量，因此卫星移动信道是赖斯信道，接收信号包络服从赖斯分布，相位服从均匀分布。图 3-9给出了 树木遮蔽条件下，不同仰角时的接 收信号电平衰落累积分布特性。纵坐标“衰落电平表示给定仰角条件下，超过横坐标时间百分数的接 收电平数值。“衰落电平是指接收电平低于无多径时接收电平的数值。本系统仰角大，衰落较小。aQ-30 a=20 a 3(f 4(f909599分 敷图3-999.99% )jJ 7TV307090闻 百

12、4, 链路预算分析有效全向辐射功率EIRP代表地球站或通信卫星发射系统的发射能 力，是天线所发射功率 Pt与该天线增益Gt的乘积，即EIRP=Pt*Gt, 接收信号载噪比C/N为EIRP ? GrLf LtLrkBT与等效噪声在进行链路预算分析时，为防止涉及接收机的带宽，也常用载波功率 温度C/T,那么有EIRP GC /T 二L T上行和下行链路按照上述分析进行链路分析(C/T)u =1迪上行链路C/Tu值为 其中，EIRP e全向辐射功率，G/T s为卫星接收系统品质因数，Lu为上行链路传输损耗。下行链路C/Td值为(C/T "警(轨L Td其中EIRPs为地球站等效全向辐射功率

13、，G/Te为卫星接收系统 品质因数，Ld为上行链路传输损耗。全链路传输质量载波噪声温度比C/T为C/T '(C/T)/ '(C/T) d 厂上行链路功率预算参数符号数值手持单元EIRPPtGt-3dbw接收天线增益Gr23db路径损耗Lp-127.04db其他损耗Lm-3.5db卫星端的接收功率Pr-147.1dbw转发器噪声功率预算参数符号数值波尔兹曼常数k-228.6dbw系统噪声温度Ts27dbk噪声宽带Bn36.8dbhz噪声功率N-164.8dbw可计算出转发器内的输入上行链路C/N(C/N)u Pr/N=-147.1dbw-(-164.8dbw)=17.7db以上求

14、得的是晴天时转发器中的最低信噪比，移动终端天线增益取值为 0db.下行链路C/N预算参数符号数值卫星的EIRPPtGt73dbw路径损耗Lp-127.03dbG/TG15.3db/k移动端的接收功率Pr-134.6dbw噪声功率N-149.0dbw下行链路(C/N) d=-134.6-(-149.0)=14.4db将各个 C/N 转换为比值形式，即(C/N) u=17.7db=58.9, (C/N)d=14.4db=27.5,因而可得输出链路总载噪比为1/1/(C/N)1/(C/N)d iC/N=u1=1/(O.O17+0.036)=18.86=12.75db三、关键技术及解决途径1, OFD

15、M子载波可以按两种方式组合成子信道：集中式和分布式，集中式即将假设干连续子载波分配给一个用户，这种方式下系统可以通过频域调度选择较优的用户进行传输，从而获得多用户分集增益。另外，集中方式也可以降低信道估计的难度。但这种方式获得的频率分集增益较小，用户平均性能略差。分布式系统将分配给一个子信道的子载波分散到整个带宽，各子载波的子载波交替排列，从而获得频率分集增益。但这种方式下信道估计较为复杂，也无法采用频域调度，抗频偏能力也较差。设计中应根据实际情况在上述两种方式中选择分布式。2, 当卫星转发器的行波管放大器(TWTA )同时放大多个载波时，将产生互调噪声，其影响用载波噪声温度比(C/T)i 来

16、表示。为了确定表征全链路传输质量的载波噪声温度比C/T,总的等效噪声温度T应为各局部的噪声温度值和所以有全链路传输质量载波噪声温度比 C/T 为C/T 厂 1 = ?TL厂1+ C/T d 厂 1 +【 C/T ?但上述结果在实际工程应用中还是不够， 必须考虑到不同的非理想情 况并有足够的余量。考虑到余量，在实际应用计算中，上式右端再加一项 C/Tp " 作为系统余量。余量的考虑包括尚未计入的附加损耗 和设备不理想情况调制解调器、 同步恢复等3, 通信系 统中，信道非线形失真会对信号造成损害，非线性失真主 要由功率放大器特别 是 载功率放大器产生，有幅度非线性失真 和相位非线性失真。

17、幅度非线性失真 即信号输入输出幅度变化特性 AM-AM 是非线性的。相位非线性失真将输入信 号的幅度变换转换 为输出信号相位的变化。为减少信道的非线性失真，主要是减 少放大 器带来的非线性失真，一般可采用非线性补偿技术或放大器功率回退 技术 非线性补偿的方法之一是根据的功率放大器非线性特性用 互补的特性进行语 补偿。预补偿可以在中频以模拟电路实现， 也可以 在基带以数字方式进行补偿， 本系统采用后者。采用自适应非线性补 偿，这样可以在未知功放非线性特性的情 况下进行预失真补偿， 适应 性强，补偿效果好。输入输出补偿能有效地减少多载波信号的互调失真，但是降低了功率 放大器的功 率效率，对于多载波

18、传输的卫星通信系统，由于功放的非 线性将引起互调失真， 产生互调干扰噪声，使系统的 C/N 值下降。 当星载 TWTA 的输入功率增加时， 会产生两个结果：一方面，由于 输出功率随之增加，卫星 EIRP 增大，下行链路的 C/N 值将增加，但 增加不是完 全线性的，随着 TWTA 进入饱和，下行 C/N 的增加更加 缓慢。另一方面，随着 TWTA 输入功率的增加，放大器趋于饱和， 互调噪声增大，使 C/IM 载波互调 比， IM 为互调干扰功率下降。 在考虑上下行链路 C/N 和互调 C/IM 的情况下， 星载 TWT 功放输入 功率显然存在一个最正确值，此时全链路具有最大的 C/N 值。 4, 提高星载转发器的可靠性 给容易失效的模块或部件配备冗余配置， 所以星上除通信设备和其它 冗余局部外， 还有各种切换开关。本系统采用 R 型切换开关，将多 个 R 型开关构成不同冗余配置方式，当工作单元失效时，通过 R 开 关的操作将失效支路切换至备用支路。5 ，140 个点波束卫星天线设计长 12m, 定点通信业务大， 140 个点波束，功率利用率高。 点波束定 向由星载通信系统和 SCC 卫星控制系统中姿态控制协同完 成，指向误差东西 南北能到达 -0.05 -0. 15，但点波束叠加 后误差将增大。需要通过综合设计将误 差限定在一定范围内。四、总结