无电流传感器三相PWM整流器控制策略

1、2004年11月 第19卷第11期电 工 技 术 学 报TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETYNov. 2004无电流传感器三相PWM整流器控制策略张 恩 廖晓钟（北京理工大学自动控制系 北京 100081）摘要 提出了一种无电流传感器的三相PWM整流器控制策略。系统采用双闭环控制，外环PI调节器控制直流侧输出电压，内环通过滞环调节器控制有功功率和无功功率，达到单位功率因数运行的目的。根据整流器的数学模型通过电流重构可获得网侧电流，以实现无电流传感器控制。仿真实验证明该方案具有良好的控制性能。关键词：无电流传感器 PWM整流器 电流重构 中

2、图分类号：TM461Current Sensorless Control of Three-Phase PWM RectifiersZhang En Liao Xiaozhong（Beijing Institute of Technology Beijing 100081 China）Abstract In this paper a current sensorless control strategy of three-phase PWM rectifiers is presented. Double close-loop control method is applied in the s

3、ystem. DC voltage is regulated by the external loop PI regulator. The system can operate at unity power factor by controlling the active and reactive power with two inner loop hysteresis controllers. The input AC current can be reconstructed from the mathematical model of PWM rectifiers in order to

4、eliminating current sensors . The simulation results prove that the system has good performance.Keywords：Current sensorless，PWM rectifiers，current reconstruction1 引言PWM整流器可以实现网侧电流正弦化，单位功率因数运行，甚至能量双向流动。这些特性使得PWM整流器有着广泛的应用，如用于有源电力滤波（APF）、无功补偿（SVG）、统一潮流控制（UPFC）,超导磁能储能(SMES)等1。通常情况下，控制系统需要用到交流电压、电流传感器以及

5、直流电压传感器，用于实现直流电压和交流电流双闭环控制。利用传感器可以方便、快速获得电压电流参数，但这导致系统体积大、成本较高。针对以上问题本文提出了一种无交流电流传感器的三相PWM整流器控制方案。利用整流器数学模型重构交流电流，开关信号输出则通过查表实现。与传统的SVPWM相比，查表方式可以减少计算量，缩短计算时间2。收稿日期 2004-06-17 改稿日期 2004-09-082 PWM整流器数学模型整流器拓扑结构如图1所示，为三相半桥电压源整流器（VSR）拓扑结构，交流侧采用三相对称无中线连接方式。利用基尔霍夫电压、电流定律可建立整流器数学模型，三相VSR数学模型为RL图1 三相VSR拓扑

6、结构图 Fig.1 Three-phase VSR topology第19卷第11期张 恩等 无电流传感器三相PWM整流器控制策略 43LLdia+Ria=Ua（VaN+VN0） （1） dtdib+Rib=Ub（VbN+VN0） （2） dtdiLc+Ric=Uc（VcN+VN0） （3）dt定义开关函数Sk（k=a，b，c），取值为1时表示上桥臂导通，下桥臂关断；取值为0时表示上桥臂关断，下桥臂导通。当Sa=1时，VaN=Vdc；Sa=0时，VaN=0，故VaN=VdcSa。同理VbN =VdcSb，VcN=VdcSc。则由开关函数描述的整流器数学模型为di（VdcSa+VN0） （4）

7、La+Ria=UadtLdib+Rib=Ub（VdcSb+VN0） （5） dt图2 系统控制原理图Fig.2 Block diagram of control system4 电流重构一般而言网侧电阻较小且压降主要集中在电感上，因此为了简化分析计算，通常忽略电阻的影响。电流表达式可简化为Ldik（k=a，b，c） （12） =Uk（VdcSk+VN0）dtdi（VdcSc+VN0） （6） Lc+Ric=Ucdt考虑电网三相平衡，则Ua+Ub+Uc=0（7）ia+ib+ic=0设离散采样时间为T，则电流离散化表达式为 ik (n+1)=ik (n)+Uk(VdcSk+VN0)T（13） L联

8、立式（4）（7），可得VN0=Vdc3Sk （8）零矢量（V0，V7）时，电流表达式可简化为i（=i（+Ukkn+1）kn）T（14） Lk=a,b,c由基尔霍夫电流定律有dVVCdc=iaSa+iaSb+iaScdc （9）dtRL当为有效电压矢量时交流电流的离散化表达式如表1所示。表1 电流重构表达式Tab.1 Equations of current reconstruction3 控制原理系统控制原理如图2所示。忽略网侧电阻，瞬时有功功率、无功功率计算式分别为dibdicdia+P=Liicabdt+Vdc (Saia+Sbib+Scic） dtdt（10）didi1q=3L(aicc

9、ia)VdcSa（iaic）+dtdtSb（icia）+Sc（iaib） （11）2根据上式计算出瞬时有功无功估计值后通过比较器与对应的指令值比较。单位功率运行时，无功功率指令值设为零。有功功率指令值由PI调节器来控制，PI输出为有功指令电流，通过乘法器与直流电压相乘计算出有功功率参考值。开关状态直接根据滞环输出和扇区分布通过查表方式获得。44电 工 技 术 学 报 2004年11月计算出ia、ib后，根据平衡条件（式7），任意电压矢量下均有i（=i（+i（ （15） cn+1）an+1）bn+1）定为零。根据文献3，5开关逻辑表如表2所示。5 滞环控制器及电压矢量开关逻辑表图2中HCP、HC

10、Q为滞环有功、无功控制器。定义HP、Hq为滞环带宽，输入量定义为P=PPref，q=qqref=q。滞环控制器输出有两电平、三电平以及混合型多种类型，本文采用两电平输出滞环控制器，其输入输出特性如图3所示。图4 空间电压矢量及扇区分布图 Fig.4 Voltage vector and sector selection图3 滞环控制器输入输出特性 Fig.3 Output and input characteristics ofhysteresis power controller)以有功功率滞环控制器为例，其输入输出关系如下：若PHP时，则dP=1； 若HPPHP且dP0，则dP=0； dt

11、dP若HPPHP且0，则dP=1；dt图5 电压矢量与瞬时功率关系 Fig.5 Relationship between voltage vectorsand instantaneous powers 表2 开关逻辑表 Tab.2 Switching logic tabledP1dq01001若PHP时，则dP=0。 （16） 滞环带宽直接影响控制精度和开关频率，应根据具体情况合理选择。电压矢量平面可分为6个（式17）或12个（式18）扇区，为了使控制更加精确，本文将矢量平面123456 7 8 9 101112扇区分布及各电压矢量空间位置如划分为12扇区，图4所示。（2n3n（2n1 （n=

12、1，26） （17）66（n2n（n1 （n=1，212） （18）666 仿真研究及结果分析为了验证方案的可行性，利用Matlab/Simulink仿真平台进行仿真实验。相关参数如下：交流侧线电压为380V，频率50Hz，电感8mH，电阻0.1。负载阻值RL为100。直流侧滤波电容C为7500µF，采样频率为50kHz，直流电压参考输入Udcref设定为620V。整流器桥臂电压矢量Us与瞬时有功、无功功率关系如图5所示，Us的变化可以影响电感电压，进而影响线电流相位和幅值，因此通过合理选择电压矢量，调整Us相位和幅值，即可达到控制有功和无功功率的目的3,4。图5中i表示实际线电流，

13、i表*示期望线电流，U表示线电压，点M（P，q）表示给定有功、无功功率，单位功率因数运行时q设图6为直流侧电压输出响应，可以看出电压输出超调小，动态响应速度快。图7 a为交流侧相电第19卷第11期张 恩等 无电流传感器三相PWM整流器控制策略 45流，电流波形接近正弦变化规律；图7b是a相电流的谐波分析结果，其总谐波畸变率为1.36%。图8为系统稳定运行时同一坐标系下a相电压和电流输出，可以看出电压电流同相位，可实现单位功率因数运行。图8 a相电压及电流Fig.8 Voltage and current of phase a号通过查表的方式直接输出，减少了计算量、节约图6 直流电压输出 Fig

14、.6 output of DC voltage了计算时间。通过调节有功、无功功率可以使系统运行在单位功率因数状态。仿真实验结果显示该方案可行且具有良好的控制性能。参考文献1 张崇巍, 张兴. PWM整流器及其控制. 北京：机械工业出版社, 20032 Toshihiko Noguchi,Hiroaki Tomiki, Seiji Kondo，et al.Direct power control of PWM converter without power-source voltage sesnsors. IEEE Trans. on Industry Applications, 1998, 3

15、4（3）：473479（a）3 Malinowski M, Kazmierkowski M P. Simulation studyof virtual flux based direct power control for three-phase PWM rectifiers. Industrial Electronics Society, of 26th Annual Confjerence of the IEEE, 2000, 4（10）：22284 Steffan Hansen, Mariusz Malinowski, Frede Blaabjerg,et al. Sensorless control strategies for PWM rectifier. Applied Power Electronics Conference and Exposition, of 15th IEEE APEC, 2000, 2（2）：6105 Su Chen, Joos G. Direct power control of three phaseactive filter with minimum energy storage components. Applied Power Electronics Conference and Exposition, of