一种基于三相有源滤波器的整流器拓扑结构

1、1. 本课题得到2003年高等学校博士学科点专项科研基金（编号：20030248043）的资助。-1-一种基于三相有源滤波器的整流器拓扑结构韩杨，M. M. Khan，姚钢，周荔丹，陈陈上海交通大学电气工程系，上海（200030）E-mail ：摘 要：本文提出一种新型的基于三相有源滤波器的整流器拓扑结构，该拓扑结构用于提供整流器非线性负载的谐波和无功补偿。与传统的并联有源滤波器相比，该拓扑结构的有源滤波器在数字控制延迟下，任有很好的稳定裕度，它能有效的抑制数字控制固有延迟引起的负荷与系统间阻抗振荡，能与无源滤波器并联运行，降低有源部分容量，从而减小损耗和降低装置成本，可以采用简单的控制方法实

2、现谐波和无功功率的综合补偿。为非线性负荷电能质量治理提供了新的解决方案。通过理论分析和基于PSCAD/EMTDC的数字仿真证实了该拓扑结构的有效性。 关键词：有源滤波器（APF ），谐波污染，PWM 控制，功率因数矫正（PFC ）1. 引言随着电力电子装置及非线性、冲击性设备在电力系统的广泛应用，谐波污染与治理越来越受重视。而有源电力滤波器作为一种能动态补偿谐波的电力电子装置更是广受关注，并出现了众多的电路拓扑结构和控制方案。为了治理谐波污染，国际上出台了IEEE-519谐波标准，尤其针对大型的工业负荷1-3 。为了抑制供电系统谐波，文献4提出采用无源滤波器治理谐波电流。然而，无源滤波器可能与

3、电网阻抗发生串并联谐振，为解决谐振问题，往往将无源滤波器的谐振频率调谐到适当偏离系统谐波电流的主要谐振频率。然而，这种方法严重影响无源滤波器的滤波效果。此外，系统的谐波电压会向无源滤波器组叠加额外的谐波电流。近年来，功率因数矫正电路（PFC ）被大量应用于三相非线性负载的供电，这种开关模式的整流器能使电网侧电流接近正弦波形。然而，在用户电力和工业驱动领域中，PFC 电路与桥式整流电路相比成本高，影响了它的广泛应用5。文献6提出VIENNA 整流器，它采用三个简化的单相PFC 电路，连接到共同的中间母线，减小了功率开关两侧的电压，然而，在稳态情况下，交流侧电流谐波畸变大，并且在输出功率减少时，交

4、流侧谐波畸变迅速增加7。文献89将瞬时无功功率理论（IRP ）用于有源滤波器的设计，文献1011讨论了串、并联的有源滤波器，然而，单独使用这种结构的有源滤波存在成本高、难于大规模应用的问题。此外，文献1213指出，非线性负载与电网阻抗的谐振可能导致有源滤波器装置运行不稳定，这同样影响有源滤波器的工业应用。串连有源滤波器能改善电网侧电流波形，但使得负载侧电压波形发生畸变。文献1415提出混合有源滤波器，这种结构采用LC 滤波器与低功率等级的电压源逆变器混合运行，然而系统阻抗和负载同样可能存在谐振。文献16分析了有源滤波器的功率等级与其电路参数的关系，指出了不同结构有源滤波器的成本与功率等级的关系

5、。考虑到上述因素，有源滤波器的工业应用受到高成本的约束。本文针对传统并联有源滤波器控制器带宽大，且在控制系统存在延时情况下，系统可能出现不稳定的现象，从改变APF 输出低通滤波器（LPF ）滤波电感的结构出发，提出一种新型并联混合有源电力滤波器拓扑。新拓扑APF 减小了控制器带宽，增加了系统的稳定裕度。它能有效的抑制数字控制固有延迟引起的负荷与系统间阻抗振荡，能与无源滤波器并联运行，降低有源部分容量，从而减小损耗和降低装置成本，为非线性负荷电能质量治理提供了新的解决方案。这种新的拓扑结构既适用于单相系统，又适用于三相系统，本文主要分析三相系统。理论分析和数字仿真证实了该拓扑结构的可行性。2.

6、系统主电路结构 图1 系统主电路拓扑Fig 1.Circuit diagram of the proposed APF Topology如图1所示，电流k IS , k IF , k IL , k IR ( 分别表示电网侧电流、电压源逆变器电流、负载侧电流和整流器交流侧电流。当降压变压器有足够大漏感时，系统侧电感L , , k a b c =1 可以设计的很小或者忽略。无源滤波器组（Passive Filter）调谐到5，7次谐波，用于衰减整流器交流侧的主要次谐波频率。通过对电压源逆变器（VSI ）的控制，使得系统侧电流k IS ( 为基波正弦，而负载谐波电流通过无源滤波器衰减，高次谐波通过V

7、SI 补偿。如果不进行功率因数补偿，则电网侧电流和负载电流基波分量相同。由于无源滤波器补偿低次谐波，由VSI 提供的补偿电流远小于负载电流，若合理的设计无源滤波器，使得它补偿基波无功功率，那么电网侧功率因数为1。, , k a b c =3. 谐波容量与系统稳定性分析A. 滤波器容量分析如前文所述，通过逆变器（VSI ）的控制，可以实现电网侧电压电流同相位，所以L1谐波阻抗为零。设VSI 等效阻抗为in R ，考虑三相平衡系统不包含三次谐波，可以得出单相等效电路如图二所示。通过加入无源滤波器（本文仅考虑五次谐波无源滤波器），可以在不影响装置稳定性的前提下降低VSI 的容量，从而降低功率器件的损

8、耗，降低成本。 图2 单相等效电路谐波容量分析Fig.2 Equivalent single phase diagram for harmonicpower rating analysis对于MOSFET 器件，其导通损耗源于等效电阻，可以电流有效值计算。对于全控型器件，如IGBT 或GTO ，其导通损耗源于电压降落，往往通过平均电流来度量16。设in R 为VSI 的等效电阻，i 为第i 次谐波频率，(5,7i =K ，令阻抗2i in in i z R L =+，i out z为无源滤波器部分第i 次谐波阻抗，则5555555500025555050(1 (1 1(i i i i i ou

9、t i i C R L C R L C j C R R C z CL C j C R R +=+ (1对于负载第i 次谐波电流，逆变器（VSI ）支路的电流为i i out afhr iiin outz iI I z z =+ (2通过功率开关的控制，使得电网侧电流为基波正弦，当忽略逆变器输出的开关纹波时，VSI 两端的电压为基波分量，可以表示为102af 1012V ( outac outj L z V j L L z +=+ (3所以，逆变器的谐波容量可以近似表示为i af afafiS V I= (4设负载基波电流为f I ，则负载功率可以近似为(i load ac aff iS V I

10、I = +(5所以，逆变器容量占负载容量的比例为1021012( (i af af outi i loadoutaf fiI S j L z S j L L z I I+=+ (6通过PSCAD/EMTDC仿真分析发现，对于三相二极管整流器带额定负载，整流器交流侧谐波畸变为68.5，电压源逆变器（VSI ）注入的主要谐波为7次、9次。如果忽略逆变器等效电阻，则其容量仅为负载容量的5.85%。考虑到暂态响应时，VSI 需要提供足够的功率缓冲，装置容量应该相应增大，在工程应用中，这是通过提高逆变器直流侧电容耐压实现的。B. 装置稳定性分析如图三所示，通常并联有源滤波器利用输出电感（La ）消除功率

11、器件的开关纹波，但电感La 不利于装置稳定运行。由于有源滤波器电流环需要快速控制来实现谐波的瞬时补偿，文献12 13指出，在数字控制系统（如DSP ）固有延迟情况下，有源滤波器很容易无法及时补偿负载谐波电流，并且装置失去稳定。本文提出的拓扑结构避免使用输出滤波器La ，通过适当的设计逆变器输出共同连接点两端的电抗L1和L2，装置能有更好的稳定裕度。 图3 普通有源滤波器拓扑结构Fig 3.Conventional APF topologies (1 (2 图4 本文提出的APF 拓扑结构 Fig.4 Proposed APF topology 图5 单相等效电路Fig.5 Single pha

12、se diagram of the proposed APF 图6 开环等效电路Fig.6 Open loop equivalent circuit of the proposed APF单相等效电路如图5所示，图6为对应于图三、图四拓扑结构的开环等效电路，其中对于图三(1，有2L =0，图三(2，有a L =0。如图6所示，设为逆变器输入信号， in U (1sT +为控制延迟的一阶近似，则1af in V U sT =+，逆变器控制输入到电网侧电流开环传递函数为(212112( 1s L ina L L I s sL Z G s U sL sL Z Z Z sL Z sT +=+ (7从负

13、载电流扰动到电网侧电流传递函数为(22112( ( s L in a din a L I s Z R sL G s L I R sL sL Z Z Z sL Z +=+ (8其中 11S Z sL Z =+ 若 in R <<1, 则(s I s 可近似为(12d L ins L I Z R I s Z sL Z + (9 如图7(a为考虑数字控制延迟情况下的频率响应曲线，曲线(1(2分别表示两种普通拓扑APF 的控制输入到电网电流的开环传递函数的频率响应，曲线(3表示本文提出新拓扑APF 的频率响应。可以看出，与两种普通的APF 结构相比，本文提出的拓扑结构有更好的稳定裕度。图七

14、(b为的频率响应，可以看出，曲线(3中，负载扰动到电网电流呈现典型的低通滤波器的特性，而普通的两种APF 拓扑结构则对高次谐波衰减很小。由图七可以看出，本文提出的APF 结构对于负载谐波电流能自然的衰减，并且在数字控制延迟情况下也能获得足够的稳定裕度。1( G s 2( G s图7 两种普通拓扑APF 和本文提出新拓扑APF 的波特图Fig.7 Bode plots of two conventional topologies and theproposed topology系统控制算法如图八所示，电压源逆变器（VSI ）输出线电压为122331( , ( , ( iab dc ibc dc

15、ica dcu f f V u f f V u f f V =(10其中 1f , 2f , 3f 为每相的开关函数, 用相电压表示12, , ia dc ib dc ic dc u hV u h V u h V =3(11其中1232133121232( 2( 2(, , 333f f f f f f f f f h h h += (12图8 控制算法框图Fig.8 Diagram with control system for the proposed APF系统状态方程为121221011011220sa a a sa sb ab sb dc dis dc di 11R u h dt L

16、 L L i di R u h i dt L L L V h h h h I dV C C C dt =+ (13其中dis I 表示负载侧扰动电流，考虑对称三相电路，对式(13两端乘以式(14，则系统模型可以简化为(15 2cos cos( cos(332sin sin(sin(3abc dq t t t C t t t 223+=+(14111110sd a d sd sq q q asq dc q dc ddi 1d dis R h dt u L L i di h u R i dt L L L V h dV h C dt CC L I =+q (15通常有源滤波器的控制回路包含电压外环和

17、电流内环，电压外环用于调节逆变器直流侧电容电压，使得稳态时直流侧电压保持恒定。为了实现对谐波电流的快速跟踪，往往采用快速的电流内环。式(15的状态方程可以解耦为1d d d dc s f u h V Li =+ , 1q q q dc sq f u hV Li =(16所以系统状态方程为1111100100asd sd d sq q sq a R di i f L L dt i f di R L L dt =+ (17q q dc d d dis sd sq dc dc u f dV u f Ii i dt CV CV C=+ (18通过上面解耦方程，可以在同步坐标系统分别控制sd i 和sq

18、 i ，通过PI 控制器能实现有功功率和无功功率的解耦控制。电流环的闭环传递函数为211(/( ( ( /sq pi p sd sq sd a p i I s k s k k I s 1I s I s L s R k s L k L +=+ (19为了实现最好动态响应，令阻尼系 数=，因此电流环PI 参数可以设计为17212, p n a i k L R k L 5. 仿真结果本文采用电磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC进行数字仿真，系统参数为：L1500H ,L2 1000H ，逆变器直流侧电容为6800uF ，B 、C 相参数与A 相相同。采用截止频率为2Hz 的Butterworth

19、低通滤波器在同步坐标系统中获取负载谐波电流的基波分量。考虑额定负载为3.8ohm ，滤波电容为10000uF ，图9、图10仅给出A 相波形，其中图9没有采用负载电流前馈补偿，图10采用负载电流前馈补偿，B 、C 相与A 相类似。 (a Source voltage Va, Source current Ia (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifiercurrent Ira图9 未采用负载电流前馈补偿、额定负载时仿真波形 Fig.9 waveforms at 100% load without feed forwardcomp

20、ensation1n= (20 提出了一种新型的有源滤波器拓扑结构， 它适用于整流器非线性负载的谐波治理。 这种 新型APF结构与传统的拓扑结构的APF相比有 更大的稳定裕度。它能减小控制器带宽，改善 控制系统稳定裕度。 抑制负荷与系统的阻抗谐 振，在控制延迟情况下仍有很好的稳定性。通 (aSource voltage Va, Source current Ia 过合理设计无源滤波器参数， 有源部分在稳态 时只提供小部分谐波容量， 能减小有源部分损 耗、降低成本。通过合理的设计无源滤波器的 参数和采用负载电流前馈控制， 该拓扑结构的 APF能实现整流器负载的谐波与无功综合补 偿。 采用更优越的

21、控制算法将是以后进一步研 究的课题。 (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifier current Ira 图10 采用负载电流前馈补偿、额定负载时仿真波形 Fig.10 Waveforms at 100% load with feed forward compensation 参考文献 1 T. Kawabata and Y. Komatsu, “Characteristics of three phase active power filter using extension pq theory,” in IEEE ISIE

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26、 Transactions on Industrial Applications, Vol. 33, No. 2, March/April 1997, pp. 485-492. 8 H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, “Instantaneous reactive power compensators comprising switching devices without energy storage components,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-20, pp. 625630, -6- 图9可以看出，电网向负载

27、提供有功和一 定的无功功率，当加入无源滤波器时，电压源 逆变器提供的补偿电流可以进一步减小， 本文 仿真结果表明，逆变器容量仅为负载容量的5 左右。这种控制方法的缺点是，对快速变换 的非线性负载补偿效果不佳。 为了快速的跟踪 负载谐波，采用负载谐波前馈控制，仿真结果 如图10所示， 如果通过优化设计五次谐波滤波 器的参数，该功率因数可以为1。 图10表明，在额定负载下，电网侧功率因 数为0.9916 ，仿真分析还发现，当负载为150 额定容量时， 功率因数为0.958， 当30额定 容量负载时，功率因数为0.925。在轻载时，功 率因数偏低，并且电网侧电流谐波总畸变率 (THD更高。采用负载电

28、流前馈控制后，逆变 器补偿电流更小，约为8A，而图9中逆变器补 偿电流最大值为18A。 6. 结论 May/June 1984. 9 F. Z. Peng and J. S. Lai, “Generalized instantaneous reactive power theory for three-phase power system,” IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 45, no. 1, pp. 293297, Feb. 1996. 10 Nassar Mendalek and Kamal AI-Haddad. “Modeling and Nonlin

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