开关电源的基本原理2000

1、2.1 开关整流器的分类与构成2.1.1 开关整流器的发展过程开关整流器的出现是市场经济的产物。一方面石油危机发生,节能浪潮涌来,因此电源的高效率被提出来;另一方面功率器件和 IC 芯片的开发成功必须寻找市场,从而导致开关电源发展猛进,迅速取代相控、串联式及其它耗能型的电源。可以预见小型化、高频化带来高效率型的开关电源将会不断发展,利用表面贴装技术的电源产品也会得到发展,同时,利用自然资源的电源设备也将取得进一步的发展。在开关电源的整个发展过程中, 大致有下面一些问题:·小型化的障碍是“噪声”,新的小型化使技术人员的目光集中到对噪声的挑战中来,这样一来输入整流滤波部分约占整个面积的1

2、/3,非常难处理。·高频化与小型化在一定范围内是相应的关系, 但是过高的频率带来的额外的“噪声”处理措施, 反而会使设计更复杂,器件更多,而体积却不一定更小。·主器件的选择原则:功率开关器件:开关管主要采用 MOSFET,其优点是少数载流子导电,开关速度快,几百KHz均可应用;输入阻抗高,驱动功率小;漏源间的通态电阻为正温度系数,可直接多管并联,无需加均流措施。缺点是饱和压降较高。现在已采用一种新型的开关组合方式MOSFET 和IGBT 并联,可解决饱和压降较高的问题,同时满足容量大,损耗小的要求。高频变压器: 磁芯采用铁氧体或非晶态材料。整流二极管: 采用快恢复软特性二极

3、管, 如IR、APT、philips等公司的产品。高频电容: 要求等效串联电阻小,峰值电流要适当大,发热少,温升低,便于多个并联。对于电容器来讲,使用频率越高,表现的容量越小,电容器两端的直流电压与交流峰值电压之和需小于浪涌电压额定值。一般来讲应具有:耐高的纹波电压、耐高温、耐高的峰值电流、小型化、高频化。选择合适的高频电容器就能保证整流器的长工作寿命。2.1.2 开关整流器基本构成原理及特点(1)开关电源基本电路框图基本框图如图2.1 所示:图2.1 开关电源基本构成框图输入回路的作用是将交流输入电压整流滤波变为较平滑的高压直流电压；功率变换器的作用是将高压直流电压转换为频率大于 20KHz

4、的高频脉冲电压；整流滤波电路的作用是将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压;开关电源控制器的作用是将输出直流电压取样, 来控制功率开关器件的驱动脉冲的宽度,从而调整开通时间以使输出电压可调且稳定。从框图中可见,由于高频变压器取代了笨重的工频(50Hz)变压器,从而使稳压电源的体积和重量大大减小。(2)开关电源特点·重量轻, 体积小采用高频技术，去掉了工频变压器,与相控整流器相比较,在输出同等功率的情况下,开关整流器的体积只是相控整流器的1/10,重量也接近 1/10。·功率因数高相控整流器的功率因数随可控硅导通角的变化而变化，一般在全导通时,可接近 0.7 以上,而小负载

5、时,仅为 0.3 左右。经过校正的开关电源功率因数一般在 0.93 以上,并且基本不受负载变化的影响(对20%以上负载)。·噪音低在相控整流设备中,工频变压器及滤波电感工作时产生的噪声较大,一般大于60dB。而开关电源在无风扇的情况下噪声低于 50dB 。·效率高开关电源采用的功率器件一般功耗较小,带功率因数补偿的开关电源其整机效率可达 88% 以上, 较好的可做到 91% 左右。·冲击电流小开机冲击电流可限制在额定输入电流的水平。·模块式结构由于体积小, 重量轻, 可设计为模块式结构,目前的水平是一个2米高的19"机架容量可达 48V/100

6、0A 以上, 输出功率约为 60KW。2.1.3 基本分类目前开关整流器的分类主要有两类: 一类是采用硬开关技术设计的整流器,一般称之为SMR(Switching mode Recitifier);二是采用软开关技术设计的整流器,主要指谐振型开关整流器。下面简要介绍这两类开关技术。硬开关技术, 通常所指的开关整流器 SMR, 就是采用硬开关技术设计的。其主要特点是: 开关整流器中的功率开关器件工作在强迫关断(即电流不为零)和强迫导通(即电压不为零)方式。显然, 采用硬开关技术设计的开关整流器, 在开关器件的导通和截止期间存在一定的功率损耗。另外, 其开关频率的提高也受到限制,一般控制在300K

7、Hz 以下。目前,硬开关技术已完全成熟, 如何减少开关器件的损耗,从而提高整机的效率的许多有效的措施, 包括很多专利技术,都证明是行之有效的。比较好的水平是整机效率达可到91%以上。由于硬开关技术具备技术成熟,对高频信号干扰的处理方式完善, 尤其是主回路可靠, 制造成本易于控制等优点,因此在今天的已经广泛应用于市场的通信用开关整流器中, 硬开关技术仍然是主流。软开关技术, 即通常所指的谐振型整流器, 就是采用软开关技术设计的。谐振型技术主要是利用 PWM 移相原理, 使各开关器件实现零电压或零电流导通或截止,从而减少开关损耗, 提高开关频率。目前小功率谐振型变换器的工作频率可达 10MHz 以

8、上水平。一般情况下, 如果利用变压器漏感和开关管输出电容作为谐振元件, 在全桥拓朴上满足零电压导通形成ZVSPWM, 称为软开关技术。在大多数场合下, 我们按有源开关的过零开关方式分类,将谐振型开关技术分为零电流开关型ZCS 和零电压开关型ZVS 两大类。下面为谐振开关的两种基本原理图:图a 电路为电压谐振开关,电压通过开关两端的谐振电容呈正弦波, 为了使电容器的积累电荷不致在开关接通时受损耗, 要进行零电压开闭。在全波型电路里,反向电流会因串联二极管V1的阻隔作用, 从而生成反向谐振电压。在半波型电路里, 开关管两端则因并联外加在晶体管上的反向二极管 V (有时是开关管的寄生二极管)的作用不

9、会发生逆向电压, 因此只有半波。图b 电路为电流谐振开关, 谐振用电感器与开关管串联连接,通过零电流的开闭进行工作。在全波型电路里, 反向电流也会通过并联在开关管上的二极管流动。在半波型电路里, 二极管呈串联连接, 以阻止开关管的逆向电流。2.2 开关电源功率变换电路2.2.1 单端正激变换电路1. 基本工作原理正激式开关电源的核心部分是正激式直流直流变换器，基本电路如图所示:图2.3 正激式直流变换器原理图其工作过程如下：当开关管 V1 导通时, 输入电压 Uin 全部加到变换器初级线圈W1两端, 去磁线圈 W1" 上产生的感应电压则使二极管 V2 截止, 而次级线圈W2 上感应的

10、电压使V3 导通,并将输入电流的能量传送给电感L 0和电容C 及负载,与此同时在变压器T 中建立起磁化电流, 当V1 截止时,V3 截止, L 0上的电压极性反转并通过续流二极管V4 继续向负载供电,变压器中的磁化电流则通过W1", V2 向输入电源Uin 释放而去磁,W1" 具有箝位作用, 其上的电压等于输入电压Uin,在V1 再次导通之前,T 中的去磁电流必须释放到零, 即T 中的磁通必须复位,否则, 变压器T 将发生饱和导致V1 损坏。通常W1=W1", 采用双线并绕耦合方式。V1 的导通时间应小于截止时间, 即占空比0.5,否则T 将饱和,这可从下面的推导

11、来证明。见图。在 0t1 时,即 V1 导通期间Ton,此时W1激磁,有:式中: B为运行在Bm情况下的剩余磁感应强度。在t1t2时,即V1截止期间Toff,此时去磁,有:当W1W1"时,比较上两式则有:当 TonToff 时, 则B1B, 此时铁芯磁通量复位;当 TonToff 时, 则 B1B, 即去磁电流未释放到零,磁通量未复位而高于起始值,如此B必将趋向饱和。从图 2.4 可得出V3、V4、L 中的电流最大值为:V1 电流最大值为: V1上最大电压:V2上最大反向电压:V3和V4上最大电压:图2.4 正激式直流-直流变换器波形图Uo和Ui关系:当需要较大的输出功率时, 一般采

12、取电压迭加式的双正激开关电路,如图所示。1.电路特点(1) 两个正激电路并联, T1和T2, 反相180°驱动, 功率增大一倍, 输出频率增加一倍,纹波及动态响应改善;(2) K1和K2串联(K3、K4),开关管耐压减半;(3) 取消了反馈线圈,V1、V2、V3、V4为馈能路径,降低了变压器的制作工艺等要求;图2.5 双正激开关电路原理图(4) 具有死区限制特性,两部分电路不存在共态导通问题,可靠性较高。2.特性分析正激: 导通时输入馈电给负载,截止时L供电给负载,谓之正激式。耐压: 单管正激:开关管最大电压为2Uin。双管正激:开关管最大电压为Uin。变压器: 变压器利用率不高(仅

13、使用磁滞回曲线第一象限),工艺制作上要加馈能线圈。用途: 由于双管正激并联电路电路具有输出功率大,输出方波频率加倍,易于滤波,开关管耐压减半约为输入电压Uin,取消变压器馈能线圈等优点,因此,一般广泛应用于大功率变换电路中,被认为是目前可靠性较高,制造不复杂的主要电路之一。2.2.2 单端反激变换电路1. 基本工作原理反激式开关电源中应用最多的是自激型电路, 图 2.6 为自激型反激式直流变换器的基本电路。图2.6 反激式直流变换器原理图工作过程:接通Uin,通过启动电路R1,R2 ,C2,V4在V1基极中流过小电流，初级线圈W1 启动,在反馈线圈W1上产生一个感应电压,此电压使基极电流进一步

14、增大,导致集电极电流进一步增大,形成正反馈过程,使V1很快饱和。此时,W2两端电压使V3反偏,随着V1集电极电流上升,R3上压降增加，V1的基极电位由于稳压管V4而保持不变,故V1基极电流不断减少,V1开始退出饱和区向截止状态转换。V1的基极电流减少引起集电极电流减小,W1、W1及V2上的极性均发生颠倒,V1的基极电流进一步减小,其集电极电流也随之减小,形成正反馈过程,使V1很快截止。V1截止期间,由于W2 极性颠倒使V3导通,T在V1导通期间所存贮的磁能转成电能而释放,供给负载。当磁能全部释放完毕,W1上压降为零,此时启动电路重新开始工作,周而复始,形成自激振荡。图 2.7 所示为自激型反激

15、式电路的各电波形图。从图 2.7 中可见:UCEmaxUimaxnUomax整流二极管V3上的最大反压:周期T与输入电压及输出电压的关系式为:图反激式直流变换器波形图从上式中可见,当Uin、Uo一定时, f与Po成反比;当Po、Uo一定时,f与Uin成反比,属于脉冲宽度与频率混合调制,也是自激型电路的主要特征。变压器初级电流与输入电压、输出电压的关系式为:从上式可见,当Po、Uo一定时,Uin增大,i1max减小;当Uin、Uo为一定时,i1max与Po(即Io)成正比;在Uin等于Uimin以及Po等于Pomax时,i1max值最大。上述两式为设计自激型电路的主要依据。输出电压与输入电压之间

16、的关系为:.2. 特性分析反激式: 在V1导通期间V3反偏, V1截止时V3正偏, 供给负载功率耐压: V1 集电极承受最大电压值: Vcemax=Uin+nUomax变压器: 利用率不高(单方向)应用: 一般用在小功率输出场合2.2.3 推挽式功率变换电路1. 基本工作原理推挽式功率变换电路如图2.8 所示。工作时两个功率开关管 V1、V2交替导通或截止。当V1 和V2 分别导通时, N11 和N12 有相应的电流流过, 这时变换器次级将有功率输出。当V1 导通,V2 截止时, V2 集射两端承受的电压为2倍的Uin, 而在V1,V2 都处于截止时它们所承受的电压为输入直流电压Uin。图2.

17、8 推挽式功率变换电路图 2.9推挽式功率变换电路典型波形图从图中可见,开关管最大耐压为 2 倍的输入电压 Uin。2. 电路特点由于功率开关器件发射极是共地的, 所以基极驱动电路无需隔离,使驱动电路简化;使用两个功率开关器件可获得较大的功率输出;功率开关器件耐压应大于2Uin值。3. 应用推挽式变换电路在早期的开关电源中有所采用,近期已很少采用。2.2.4 全桥式功率变换电路1. 基本工作原理全桥式功率变换电路如图所示,它由四个功率开关器件V1V4组成,变压器T 连接在四桥臂中间,相对的两只功率开关器件V1、V4和V2、V3分别交替导通和截止,使变压器T 的次级有功率输出。当功率开关器件V1

18、、V4导通时,另一对V2、V3则截止,这时V2和V3两端(ce)承受的电压为输入电压Uin在功率开关器件关断过程中产生的尖峰电压被二极管 V5-V8 箝位于输入电压Uin。图2.11 全桥式功率变换电路典型波形图2.10 全桥式功率变换电路从图中可见,开关管最大耐压为输入电压值。2. 电路特点全桥式变换电路中一般选用的功率开关器件的耐压只要大于Uinmax 即可,比推挽式功率变换电路所用的功率开关器件需承受的电压要低1/2;由于使用箝位二极管V5V8, 有利于提高电源效率;电路使用了四个功率开关器件, 其四组驱动电路需隔离。3. 应用全桥式功率变换电路主要应用于大功率变换电路中。由于驱动电路均

19、隔离,因此在电路设计和工艺结构布局中要有足够的考虑。2.2.5 半桥式功率变换电路1. 基本工作原理半桥式功率变换电路如图2.12 所示。图2.12 半桥式功率变换电路图2.13 半桥式功率变换器波形图半桥式功率变换电路与全桥式电路相类似,只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容器C1和C2代替。C1和C2的作用主要是实现静态时分压,使Va=1/ 2Uin、当V1导通, V2截止时 ,输入电流方向为图中虚线方向,向C2 充电;当V1截止,V2导通时, 输入电流方向为图中实线方向, 向C1充电。当V1 导通, V2截止时, V2两端承受的电压为输入直流电压Uin, (与全桥类似,但开关管只

20、有两只),在同等输出功率的条件下,功率开关器件V1、V2所通过的电流则为全桥式的两倍。从图中可见:V1、V2 开关管承受最大的电压值均为 Uin 值。对于高压输入,大功率输出的情况下,一般采用图 2.14 所示的电路方式。图2.14 变形的半桥式功率变换电路在电路中V1、V2为一组,V3、V4为一组, 双双串联, 可减少单管耐压值, 而且在实际中V1、V2、V3、V4可采用双管或多管并联,可解决大电流输出问题。共用变压器,提高变压器利用率。2. 应用在变形的串联型半桥式功率变换电路里,V1、V2 或 V3、V4 每只开关管的最大耐压值仅为 Uc1 或 Uc2 值，如果 C1=C2, 则 Uc1

21、Uc2Uin / 2 值，因此,可以选择降低耐压的开关管。另外,V1、V2、V3、V4 可以采用多管并联方式工作, 增大输出电流的容量; 对于变压器T1可以工作在正反方向, 大大地提高变压器效率。鉴于上述优点,该电路得了较广泛的应用，特别是在高电压输入和大功率输出的场合,其应用越来越普遍。2.2.6 功率变换电路的比较与应用1. 变压器利用率单端正激, 反激变换器磁芯中磁感应强度的变化量B=Bm-Br ，磁滞回线仅在第一象限内变化,见图。推挽式、全桥式、半桥式变换器用的磁芯在工作时所产生的磁通都沿着交流磁滞回线对称地上下移动，B=2Bm，这三种功率变换器的磁芯是全磁滞回路工作的。图2.15 变

22、压器磁滞回曲线全磁滞回线工作的变换器磁芯中的磁感应强度变化量比一般的单端变换的磁芯中的磁感应强度变化量高一倍左右, 在输出同等功率的情况下所用的磁芯体积将相应缩小。2.对功率器件的要求推挽式、全桥式、半桥式三种变换器电路的功率开关器件在一个周期内各导通一次,其承受的电流相对较小,并在变换器次级输出整流后的准方波也将成倍增加,使直流输出脉动成分也相应减小。在单端式和推挽式电路中，功率开关器件耐压为输入直流电压的两倍；在桥式变换器电路中，功率开关器件耐压值仅等于输入电压值in。3.对控制驱动电路的要求推挽式、全桥式、半桥式功率变换电路,其驱动脉冲最大宽度必须小于T/2,同时要留有一定的"

23、死区", (即可变不可调部分),且“死区”持续时间应略大于功率开关器件的存储时间,以防止共态导通而造成开关器件损坏，而单端正激电路则无需专门的“死区”控制,从驱动电路的要求来讲,桥式变换电路需隔离,因此工艺结构及布局设计考虑比较复杂。表给出几种变换电路某些关系的比较表。变换电路方式主开关管耐压主开关管电流峰值输出电压Uo适合容量单端自激式2Uin几W几百W单端正激式2Uin几百W几千W变形双管串联正激式Uin几百W几千W推挽式2Uin几百W几千W半桥式Uin2几百W几千W串联型半桥式Uin/2几百W几千W全桥式Uin几百W几千W表 2.1 几种变换电路比较 开关电源的控制和驱动电路2

24、.3.1 控制电路1. 控制电路基本要求开关电源控制电路一般应具有以下功能: 频率可在较宽范围内预调的固定频率振荡器,占空比可调节的脉宽调制功能, 死区时间校准器, 一路或二路具有一定驱动功率的输出图腾式电路, 禁止、软启动和电流、电压保护功能等。2. 控制电路的实现形式脉宽控制电路是开关电源的核心部分，目前有多种集成的脉宽控制电路器件。图2.16 所示是脉宽控制器的基本原理框图。图2.16 脉宽调制电路原理图基准源: 芯片内大部分电路由它供电, 同时, 也作为兼作误差放大器的基准电压输入, 5V/几十mA。振荡器: 一般由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成, 振荡频率由外接RC元件所决定

25、,频率f=1/RC。误差放大器:将取样电压和基准电压比较放大, 送至脉宽调制电路输入端。脉宽调制器:输入为误差放大器输出。输出分两路,一路送给门电路, 另一路送给振荡器输入端。门电路:门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。分频器:将振荡器的输入分频后输出, 控制门电路输出脉冲的频率。3. 控制电路的应用现在, 通常将控制电路和功率放大驱动电路制成一体化芯片,供驱动功率开关器件使用, 频率可达几百 KHz, 可直接驱动几十W 功率的变换器。目前大多用在作为需要与系统电源隔离的辅助电源上面。典型的产品主要有 Unitrode 公司和Motorola 公司的相关产品。分立式电路作为大功率开关

26、电源, 特别是专用性较强的开关电源, 必须具有完善的控制电路, 特别是保护功能的齐全和完善,而任何一种专门芯片都不可能做到这一点。因此,几乎无一例外,世界各电源公司推出的大功率开关电源的控制电路都是具有各自特点的自行设计的控制电路。目前由于IC芯片功能齐全, 微处理器应用也十分成熟, 故设计人员能设计出各种各样的控制电路。控制电路的发展将主要集中到下面几个方面·高频化作为控制器主要部件的振荡器, 误差放大器和PWM 电路等必须实现宽频带化。一般来讲, 工作频率 100KHz 以内,误差放大器的带宽应不低于、若工作频率达到500KHz, 则误差放大器的带宽应大于7MHz。·智

27、能化最有前途的是利用单片机,如51, 96系列芯片来进行智能控制, 这在目前的开关电源中已有应用。·小型化一是降低功耗, 把控制芯片耗电控制在几个mA 内, 二是高密安装,尽量减少外围元件。在印制板设计中逐步采用SMT 方式, 做成专有电路, 便于标准化和规模生产。2.3.2 驱动电路驱动电路的主要功能是将脉宽控制器输出的可变宽度脉冲进行功率放大, 以作为高压功率开关器件的驱动信号。驱动电路一般都具有隔离作用,常用变压器耦合方式来实现对高压功率开关器件的激励和输入级与输出级之间的隔离,同时还兼有对功率开关器件关断时, 施加反向偏置,来加速器件的关断。一个典型的驱动电路如图2.17 所

28、示。图2.17 驱动电路原理图当驱动MOSFET器件时,常规的驱动电路是用一个驱动变压器实现,考虑到驱动变压器的漏感和引线电感,给具有大Cg-s的主MOSFET高速充放电造成困难,因此,通常的方式是利用驱动变压器驱动一个具有较小Cg-s的MOSFET的图腾式驱动电路, 再由这个电路驱动主MOSFET。在图中,驱动变压器的初级线圈输入信号就是控制电路的输出驱动信号,经变压器隔离处理后经整形电路整形后输出。下图给出一个实际的驱动电路。图2.18 驱动电路图从上述实例可知,变压器起隔离作用。光耦既有隔离, 也有抗干扰功能。整形后经图腾式驱动电路驱动主MOSFET管。2.4 开关电源的电磁兼容性2.4

29、.1 问题的提出通信用开关电源实际是连接市电电网与通信设备之间的电源转换设备,因此,电源设备本身与电网和通信设备间有着双向的电磁干扰影响,而电网则是暴露在大自然的环境中,这些情况可能会引起以下问题的发生:1. 外来噪声使电源设备本身的控制电路出现误动作;2. 通信设备由于电源设备的噪声出现误动作;3. 电源设备对电网产生的噪声;4. 电源设备向空间传播的噪声。因而,一方面电源设备内部有驱动电路,保护电路,程序电路及信号检测电路等,这些电路主要由各种集成电路构成,必须采取有效的办法来防止外来噪声对电路的干扰;另一方面,从电源设备入端进入的噪声可能出现在其输入端,也必须采取有效的办法来防止噪声的传

30、递,这就要求电源设备考虑电磁兼容性EMC的设计,即噪声抑制对策。2.4.2 电磁兼容性EMC涉及的内容1. 电磁干扰EMI主要是检查被测设备远行时产生的EMI信号电平。这种EMI信号又称噪声。分为传导噪声和辐射噪声。2. 电磁敏感度EMS即抗干扰性能,要求被测设备能承受一定电平的传导和辐射信号的影响,而不致性能下降或发生故障。3. 电磁脉冲EMP模拟雷电和发生核爆炸时在电网上生成的尖峰信号并施加在实验设备上,而不导致实验设备的性能下降或故障,特别是防雷措施,在广大乡村尤为重要。4. 静电放电ESD把模拟静电放电特性电压施加到被测设备上,而不导致其性能的下降或发生故障。主要从设备的使用环境,元器

31、件的选择,结构的设计和电路设计来考虑。静电放电对半导体器件及数字电路造成的损害主要有三个方面:(1) 使MOS器件的栅极与半导体之间的SiO2层出现静电击穿。由于加上过荷静电放电电压,会使SiO2层击穿而导致MOS器件失效。厚度1000的氧化层击穿电压约100V;(2) 由于静电感应使双极型晶体管发生局部温升,使其中一种材料达到熔点而损坏器件;(3) 由于带静电的物体对数字电路放电,产生非常大的脉冲电流,瞬时感应电压也非常大,地线电位摆动,数字电路误动作,甚至损坏。2.4.3 有关EMC的各种标准1. EMI标准国内国外都有相应的电磁干扰标准来限制开关电源设备的这种噪声。国外标准主要有欧洲无线

32、电干扰委员会的CISPR22德国的VDE0871和美国的FCC标准,其中的VDE0871标准比较严格,主要是频率下限定得较低,为10KHZ。我国制订的EMI标准为GB9254-88完全等效CISPR22,在我国的标准85中规定,只要通信电源设备满足GB9254-88,就不需要在电源和交换机之间加装滤波设备。一般来讲,只要满足CISPR22 B极或VDE0871标准的电源设备就可以与交换机同置一室而不会相互影响。各种标准都有相应的曲线,对设备的检测有专用测试设备和测试场地进行,可以打印或显示实测曲线与标准曲线作相对检查。下面给出几种主要标准的规定值:CISPR-22 B级频率范围(MHz)噪声(

33、dB(v)传导干扰0.5 55 3056464650辐射干扰30230230100030dB(v/m)37dB(v/m)VDE0871频率范围（MHz)A 级B 级传导干扰9169.5dB(v)7957.5 dB(v)569 dB(v)54 dB(v)53060 dB(v)48 dB(v)辐射干扰40 dB(v/m)35 dB(v/m)(300500)MHz708064 dB(v/m)18025040 dB(v/m)25045064 dB(v/m)40 dB(v/m)(5001000)MHz45080046 dB(v/m)80010005855 dB(v/m)2. 电磁脉冲EMP标准目前对于浪

34、涌保护的标准主要有IEEEC587-1980和IEEEC62.41-1991,两个标准的不同之处仅仅在于要求电压和电流波形同时加在受试电源设备的输入端来进行防浪涌电压保护检测,而IEEEC587-1980规定电压电流波形可分别加入受测电源设备的输入端,其电压电流波形图规定如下。标准规定,在施加上述相应的波形于受测电源设备的输入端(L-L,L-N),受测电源设备应无故障和告警出现。图 2.19典型的雷电浪涌波形图2.4.4 开关电源中的EMC设计1. EMI对策EMI的对策主要是噪声滤波器的设计,有两种噪声传播,一种是共模噪声,一种是差模噪声。共模噪声是流入大地的电流,差模噪声是在线之间的电流。

35、在采取噪声对策时,主要是考虑共模噪声的多,然而在低频范围,以差模传输噪声的比例较大,必须根据噪声的成份来选择适当的噪声滤波器。在噪声滤波器的设计和应用中,目前以分散型噪声为多,在分散型滤波器中使用的主要元件是共模线圈和线电容器。共模线圈的目的是用于衰减共模噪声,一般是在闭磁路的铁氧体磁芯上同相位圈绕铜线,这是为了防止50Hz交流电引起的磁通饱和在共模情况下获得大的电感。图所示是共模噪声和差模噪声说明示意图,图是共模线圈的原理和滤波形结构示意图。图0共模噪声和差模噪声示意图图 2.21共模线圈的原理图2. 防浪涌保护防浪涌保护主要指防雷保护,就是在极短的时间内释放掉设备电流上因感应雷击而产生的大

36、量脉冲能量到安全地线上,从而保护整个设备。目前防雷击保护一般采用压敏电阻MOV、稳压二极管和气体放电管三种抑制方式。对抑制器的基本要求是反应速度要快,否则,在受保护电路的两端如果出现上升速度极快的瞬时峰值电压,在抑制器作用之前就已经出现了危害。这三种方式的工作原理是: 气体放电管一般由两种金属导体组成,并以1015厘米距离隔开,管壳内包含大量气体,当放电管两端电压上升到一定程度时,击穿隔离层,形成低阻抗,使得大量的能量通过放电管的低阻抗泄放到安全地线上,其缺点是易引起泄漏,增加损耗;稳压二极管主要是利用雪崩现象,将瞬态高压箱位于稳压管范围内,缺点是承受的瞬态浪涌功率有限,如果采用较大的稳压管则

37、价格昂贵,且需较大的散热器; 压敏电阻MOV,实际上是可变电阻,其反应时间取决于器件的物理结构和通过其中的电流脉冲的波形,MOV的反应时间一般在500us之内,其优点有三:1) 能抗住大能量的瞬态冲击2) 由于其PN结构异于稳压管,因此其功耗小3) 耐浪涌性能好在实际设计中,三者综合采用,效果最好。对于开关电源设计者来说,其设计的复杂性主要是考虑瞬态电压浪涌抑制,在产品设计的早期考虑比后期考虑要容易和方便得多,花费的代价也要小得多。根据什么原则来考虑对电磁脉冲的抑制?看一看常见的显示雷电频发区域的浪涌电压和每年平均发生次数的示意图。从图中可见: 将雷电发生区域按低区、中区和高区来划分,划分的标

38、准是产生浪涌电压的大小和每年平均发生次数。以3KV浪涌电压为例: 在低区3KV发生的次数约为次/年,几乎是不可能发生的;而在中区3KV发生的次数约为10次/年;在高区3KV浪涌电压发生的次数则高达数百次/年。在同一浪涌电压情况下,区域越高,每年可能发生的次数则越频繁。再看6KV浪涌电压的情况,低区不会发生,中区每年仅可能发生2次,而高区则为70次左右。根据IEEEC62.41-1980的规定,将浪涌电压抑制以6KV 来考虑的防雷保护,图 2.22雷电频发区域的浪涌电压示意图估计在80%以上的区域都可得到有效的保护。251 AC-DC电路的输入电流谐波分量 从220V交流电网经整流供给直流是电力

39、电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种基本变流方案。例如在离线式开关电源（即AC-DC开关电源）的输入端，AC电源经全波整流后，一般接一个大电容器，如2.23（a）,以得到波形较为平直的直流电压。整流器-电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合；因此，虽然输入交流电压VI是正弦的，但输入交流电流iI波形却严重畸变，呈脉冲状，如图2.23（b）。图2.23 AC-DC整流电路由此可见，大量应用整流电路，要求电网供给严重畸变的非正弦电流，造成的严重后果是：谐波电流对电网有危害作用，并且输入端功率因数下降。2.5.1.1 谐波电流对电网的危害脉冲状的输入电流，含有大量谐波，一方面使谐波噪声水平提

40、高，同时在AC-DC整流电路的输入端必需增加滤波器，既贵，体积、重量又庞大、笨重。图2.23给出了图2.22整流电路的输入波形及电流谐波频谱分析，其中电流的三次谐波分量达77.5%，五次谐波分量达50.3%,；总的谐波电流分量（或称总谐波畸变Total Harmonic Distortion，用THD表示）为95.6%，输入端功率因数只有0.683。大量电流谐波分量倒流入电网（称为Harmonic Emission）,造成对电网的谐波“污染”。一方面产生“二次效应”，即电流流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压（原来是正弦波）也发生畸变；另一方面，会造成电路故障，使变电设备损坏。例如线路

41、和配电变压器过热；谐波电流会引起电网LC谐振，或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸；在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使中线过流而损坏；等等。图2.24 AC-DC整流电路输入电流波形及其谐波分量频谱分析2.5.1.2 AC-DC变流电路输入端功率因数由于谐波电流的存在，使AC-DC变流电路输入端功率因数下降，负载上可以得到的实际功率减少。脉冲状的输入电流波形，有效值大而平均值小。所以，电网输入伏安数大，负载功率却较小。例如图2.23的电路中，设输入正弦电压有效值为VI=230V，输入非正弦电流有效值为II=16A时，输入伏安数为ViII=3680VA，而负载功率

42、只有2000W，当电路的效率为95%时，其输入功率因数可计算得出：2000/3680×0.95=0.572。一般图3电路的输入功率因数为0.550.65。如果采取适当措施，使图电路的输入电流为正弦，则输入功率因数可接近1，而负载功率可达3500W。图2.25给出了输入电流接近正弦的频谱分析实验结果，这时输入功率因数为0.999，THD只有8.18%，各次谐波电流分量也比图2.24所示小得多。图2.25 改善输入电流波形后的谐波电流频谱分析2.5.1.3 对AC-DC电路输入端谐波电流限制为了减少AC-DC交流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染”，以保证电网供电质量，

43、提高电网的可靠性；同时也为了提高输入端功率因数，以达到节能的效果；必须限制AC-DC电路的输入端谐波电流分量。现在，相应的国际标准已经频布或已实施，如IEC-555-2，EN60555-2等。一般规定各次谐波不得大于某极限值。表给出一个例子说明有的标准所规定的谐波电流限制。表 AC-DC变流电路对输入端谐波电流的限制数值举例谐波分量二次三次五次七次%（以基波为基数）2301072.5.1.4 提高AC-DC电路输入端功率因数和减小输入电流谐波的主要方法 1无源滤波器这一方案是在图2.23所示电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器。其主要优点是：简单、成本低、可靠性高、

44、EMI小。主要缺点是：尺寸、重量大，难以得到高功率因数（一般可提高到0.9左右），工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流等。2有源滤波器（或称有源功率因数校正器）在整流器和负载之间接入一个DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流iI波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使iI接近正弦。从而使输入端THD小于5%，而功率因数可提高到0.99或更高。由于这个方案中，应用了有源器件，故称为有源功率因数校正（Active Power Factor Correction），简称APFC。它的主要优点是：可得较高的功率因数，如0.970.99，甚至接近1；THD小

45、；可在较宽的输入电压范围（如90264V AC）和宽频带下工作；体积、重量小；输出电压也可保持恒定。主要缺点是：电路复杂；MTBF下降；成本高（例如为AC-DC开关变换器配套时，成本将提高15%）；EMI高；效率会有所降低。现在APFC技术已广泛应用于AC-DC开关电源，交流不间断电源（UPS），荧光灯电子镇流器及其它电子仪器中，本章主要介绍APFC的基本原理，拓扑和控制、设计计算等问题。2.5.2 功率因数和THD2.5.2.1功率因数的定义电工原理中线性电路的功率因数习惯用cos表示，为正弦电压与正弦电流间的相角差。由于整流电路中二极管的非线性，尽管输入电压为正弦，电流却为严重非正弦，因此

46、线性电路的功率因数计算不再适用于AC-DC交流电路。本章用PF（Power Factor）表示功率因数。 定义 PF=有功功率/伏安=P/VI 设AC-DC变流电路的输入电压VI（有效值V）为正弦，输入电流为非正弦，其有效值为：式中,I1、I2、In、分别为电流基波分量、二次谐波、n次谐波电流的有效值。设基波电流i1落后VI，相位差为，如图2.26。图2.26 Vii1波形则有功功率和功率因数可表示为： P=VI1cos PF=VI1cos/VI=I1cos/I 式中 式中表示基波电流相对值（以非正弦电流有效值I为基值），称为畸变因数（distortion factor）,cos称为位移因数（

47、displacement factor）。即功率因数为畸变因数和位移因数的乘积。当=0时，PF=I1/I。2.5.2.2 AC-DC电路输入功率因数与谐波的关系定义总谐波畸变（THD）：Ih为所有谐波电流分量的总有效值。由上两式可得：畸变因数 I1/I=1/ 当=0时，PF=I1/I=1/由上式所得计算值与实侧值的对比如表2.3。表2.3 已知PF值时THD计算结果举例（计算时设=0）PFTHD%（计算值）140141053THD%（实测值）107由上表可见，当THD5%时，PF值可控制在0.999左右。2.5.3 Boost功率因数校正器（PFC）的工作原理2.5.3.1 功率因数校正的基本

48、原理从原理上说，任何一种DC-DC变换器拓扑，如buck,boost,flyback,SEPIC,乃至Cuk变换器都可用作PFC的主电路。但是，由于Boost变换器的特殊优点，应用于PFC更为广泛。本节以BoostBoost有源功率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和DC-DC Boost变换器组成，虚线框内为控制电路，包括：电压误差放大器VA及基准电压Vr，电流误差放大器CA，乘法器M，脉宽调制器（图中未画出）和驱动器等，负载可以是一个开关电源。主电路中，各个功率半导体器件（包括：桥式整流器，功率开关管Tr，输入二极管D）可以组成一个功率模块，以缩小尺寸，并缩短联结导线，以减小杂散电

49、感。图2.27 Boost有源功率因数校正器原理图PFC的工作原理如下：主电路的输出电压V0和基准电压Vr比较后，输入给电压误差放大器VA，整流电压Vdc检测值和VA的输出电压信号共同加到乘法器M的输入端，乘法器M的输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开关电源is检测值比较后，经过电流误差放大器CA加到PWM及驱动器，以控制开关Tr的通断，从而使输入电流（即电感电流）iL的波形与整流电压Vdc的波形基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数，由于功率因数校正器同时保持输出电压恒定，使下一级开关电源设计更容易些。dc、VI和经过校正的输入电流iL、iI波形。由图可见，输入电流被PWM频率

50、调制，使原来呈脉冲状的波形，调制成接近正弦（含有高频纹波）的波形。在一个开关周期内，当开关Tr导通时，i0=0，iL=is；当开关Tr关断时，is=0，iL=i0；is为流过开关Tr的电流波形。具有高频纹波的输入电流，取每个开关周期的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。图2.28 经过校正后的输入电流iL、iI波形和输入电压Vdc、V1波形2.5.3.4 Boost有源功率因数校正器（APFC）的主要优缺点优点：输入电流连接,EMI小,RFI低。有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态冲击。输出电压大于输入电压峰值，对市电电压为100V（AC）的国家和地区特别合适。例

51、如，输入90132V交流,输出直流电压约为200V;若输入为95240V交流,直流输出将为400V。开关器件S的电压不超过输出电压值。容易驱动功率开关，其参考端点（源极）的电位为0V。可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常工作。缺点：输入、输出间没有绝缘隔离。在开关S、二极和D和输出电容形成的回路中若有杂散电感，则在25100kHz的PWM频率下，容易产生危险的过电压，对开关S的安全运行不利。一般Boost PFC适用于1kW的负载。常常作为开关电源或其它电力电子设备的预调节器（preregulatorBoost电路，也可以用软开关Boost变换器构成APFC，以降低开关损耗A

52、PFC的效率。例如，90年代中，国内外均已研制出新型零电压开关恒频控制（控为ZVT-PWM）Boost PFC（参见本书第三篇）。其主要参数及指标为：输入电压90260V AC,输出电压380V DC，输出功率600W，用IGBT（IRGBC30U）为主开关，开关频率100kHz，应用ZVT-PWM技术，使电路实测效率最高达9798%（1kW输出，输入电压180260V AC）。在三相桥式整流器后面接Boost功率因数校正器可实现三相功率因数校正。2.5.4 APFC的控制方法2.5.4.1 常用的三种控制方法常用的控制AC-DC开关变换器实现APFC的方法基本上有三种，好电流峰值控制，电流滞

53、环控制，以及平均电流控制。本节以Boost功率因数校正器的控制为例，说明这三种方法的基本原理，假设工作模式为CCM。表2.4给出这三种方法的基本特点。表2.4 常用的三种PFC控制方法控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑注电流峰值开关电流恒定CCM敏感Boost需斜率补偿电流滞环电感电流变频CCM敏感Boost需逻辑控制平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差放大2.5.4.2 电流峰值控制法Boost功率因数校正电路原理图.图中,开关管Tr的电流is被检测，所得信号isRI送入比较器。电流基准值由乘法器输出Z供给，Z=XY。乘法器有两个输入，一个为X，是输出电压V0/H与基准电

54、压Vref之间的误差（经过电压误差放在器VA）信号；另一个输入Y为电压Vdc检测值Vdc/K,Vdc为输入正弦电压VI的全波整流值。因此电流基准为双半波正弦电压，令电感（输入）电流的峰值包络线跟踪输入电压Vdc的波形。使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦。闭环系统中的电压环由分压器I/H、电压误差放大（补偿）器VA、通过乘法器、电流比较器CA及驱动器（图中未画出）等组成。因此，在保持输入端功率因数接近1的同时，也能保持输出电压稳定。在所述的系统中有两种频率的电流：基准电流为工频，被控制调节的输入电流为高频。图2.30给出半个工频周期为PWM高频（例如100KzHz）调制的电感电流波形，虚线为

55、各个开关周期内电感电流峰值的包络线，一般情况下，当纹波很小时，电感电峰值与平均值很接近。但这意味着电感电流上升坡充平缓，要求电感大。由开关Tr的门极信号Vg控制电感电流的高频调制。当Tr导通时，电感电流上升，达到峰值（由电流基准控制）；这时比较器输出信号，使Tr关断，电感电流下降。下一开关周期，Tr再次导通。如此进行周期性变化。这种控制方式中，开关频率是恒定的。由图2.30可见，当电感电流峰值按工频变化，从零变化到最大值时，占空比d逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时从0.5，有时小于0.5；因此有可能产生次谐波振荡（subharmonic oscillation）。为了防止次谐波振荡的

56、出现，必须在比较器的输入端增加一个斜率补偿函数（slope compensation）或称斜坡（ramp）补偿函数，如图2.29所示。以便在占空比广泛变化范围内，电路能稳定工作。用峰值法控制时，最主要的问题是：电感电流的峰值ip（它是控制的基准）与高频状态空间平均值之间的误差，在一定条件下相当大，以至无法满足使THD很小的要求。此外，峰值对噪声相当敏感。图2.30 峰值法控制时电感电流波形图2.5.4.3 电流滞环控制法图2.31给出了用电流滞环（hysteritic current control）法控制的Boost功率因数校正器电路原理图。图2.31 滞环法控制的Boost功率因数校正器电路原理图比较图2.29及图2.31可看出，电流滞环法控制与峰值法控制的差别只是：前者栓测的电流是电感电流；并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。逻辑控制器的特性，和继电器特性一样，有一个电流滞环带（hysteritic band）。所检测的输入电压经分压后，产生两个基准电流：上限与下限值。当电感电流达基准下限值imin时，开关Tr导通，电感电流上升，当电感电流达基准上限值Imax时，开关Tr关断，电感电流下降。图2.32