电路设计之开关电源设计

1、1 绪论开关电源(Switching Mode Power Supply，英文缩写为SMPS)又称为开关稳压电源，问世后在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。随着全球对能源问题的越来越重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电力结构简单、工作可靠，但它存在着效率低(只有40%50%)、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研究出了开关式稳压电源，它的效率可达85%以上，稳压范围宽；除此之外，还具有稳压精度高的特点，是一种较理想的稳压电源。开关电源具有效率高、体积小、重量轻、应

2、用广泛等优点，现已成为稳压电源的主流产品。正因为如此，开关电源被誉为高效、节能型电源，代表着稳压电源的发展方向，并已广泛应用于各种电子设备中1。1.1 开关电源的特点 开关电源的优点(1)功耗小，效率高。晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通截止和截止导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz。这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%。(2)体积小，重量轻。采用高频技术，省掉了体积笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关

3、稳压电源的体积小，重量轻。(3)稳压范围宽。从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。(4)滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关稳压电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提

4、高了1000倍；即使采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500倍。在相同的纹波输出电压下，采用开关稳压电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容的1/5001/1000。电路形式灵活多样，有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式等等，设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关稳压电源。 开关电源的缺点电压调整率和负载调整率指标较差，对负载变化的瞬态响应时间较长，输出纹波电压和噪声电压较高，不适合制作精密稳压电源。一种改进方案是把它当做前级稳压器来使用，而把开关式稳压器或低压差稳压器作为后级稳压器，构成两级稳压的高效、精密稳压电源。1.2 开关电源的基本

5、工作原理 开关电源的组成部分开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。其电路比较复杂，基本构成如图1.1所示。图1.1 开关电源的基本构成主要由以下5部分构成：输入整流滤波器：包括从交流电到输入整流滤波器的电路。功率功率管(VT)及高频变压器(T)。控制电路(PWM调制器)，含振荡器、基准电压源(UREF)、误差放大器和PWM比较器，控制电驴能产生脉宽调制信号，其占空比受反馈电路的控制。输出整流滤波器。反馈电路。除此之外，还需增加偏置电路、保护电路等。其中，PWM调制器为开关电源的核心。 开关电源的工作过程交流电网电压进入输入电路后，经

6、输入电路中的线路滤波器、浪涌电流控制电路以及整流电路，变换成直流电压。其中线路滤波器及浪涌电流控制电路的主要作用是削弱由电网电源线进入的外来噪声以及抑制浪涌电流，整流电路则完成交流到直流的变换，可分为电容输入型和扼流圈输入型两大类，开关电源中通常采用电容输入型。功率变换电路是整个开关电源的核心器件，它将直流电压变换成高频矩形脉冲电压，其电路主要由开关电路和变压器组成。开关电路的驱动方式分为自激式和他激式两大类；开关变压器因是高频工作，其铁芯通常采用铁氧体磁芯或非晶合金磁芯；开关晶体管通常采用开关速度高，导通和关断时间短的晶体管，最典型的有功率晶体管(GTR)、功率场效应晶体管(MOSFET)和

7、绝缘栅型双极晶体管(IGBT)等三种。输出电路是将高频变压器次级方波电压经过高频整流滤波电路整流成单向脉动直流，并将其平滑成设计要求的低纹波直流电压，供给负载使用。 1.3 开关电源的工作方式开关电源按控制原理来分类，有以下4种工作方式：(1)脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，简称PWM，即脉宽调制)式：其特点是开关周期为恒定值，通过调节脉冲宽度来改变占空比，实现稳压目的。其核心是脉宽调制器。(2)脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，简称PFM，即脉频调制)式：其特点是脉冲宽度为恒定值，通过调节开关频率来改变占空比，实现稳压目的。其核心

8、是脉频调制器。(3) 脉冲密度调制(Pulse Density Modulation，简称PDM，即脉密调制)式：其特点是脉冲宽度为恒定值，通过调节脉冲数实现稳压目的。它采用零电压技术，能显著降低功率电压管的损耗。(4)混合调制式：它是(1)、(2)两种方式的组合。开关周期和脉冲宽度都不固定，均可调节。它包含了脉宽调制器和脉频调制器。以上4种统“称时间比率控制”方式，其中以脉宽调制器应用最广。1.4脉宽调制器的基本原理脉宽调制式开关电源的工作原理如图1.2所示。220V交流电u首先经过整流滤波电路变成直流电压UI，再由功率开关管VT斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波后

9、后的所需要的直流输出电压UO。脉宽调制器能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通、断状态，进而调节输出电压的高低，达到稳压目的。锯齿波发生器用于提供始终信号。利用取样电阻。误差放大器和PWM比较器形成闭环调节系统。输出电压UO经R1、R2取样后，送至误差放大器的反相输入端，与加在同相输入端的基准电压UREF进行比较，得到误差电压Ur，再用Ur的幅度去控制PWM比较器输出的脉冲宽度，最后经过功率放大和降压式输出电路使UO保持不变。UJ为锯齿波发生器的输出信号。2图1.2 脉宽调制式开关电源的工作原理2开关电源控制的选择开关电源有两种控制类型，一种是电压控制(Voltage Mo

10、de Control)；另一种是电流控制(Current Mode Control)。2.1 电流控制型开关电源电流控制型正是针对电压控制型的缺点而发展起来的，电流控制型开关电源在电压控制环的基础上又增加了电流控制环，形成双环控制系统，使得开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高，是较为理想的工作方式。其基本原理如图2.1所示。图2.1电流控制型开关电源电流控制型的工作原理是采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲驱动功率管导通，电源回路中的电流脉冲逐渐增大。当电流检测电阻RS上的压降达到并超过US时，电流检测比较器状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止，直到下一个始终脉冲使P

11、WM锁存器置位，这样逐个检测和调节电流脉冲，就可达到控制电源输出的目的。2.2与电压型控制相比,电流型控制的优势(1)对输入电压变化的响应快。电网电压的变化，必然会引起电流的变化，假设电压升高，那么电流增长变快，反之则变慢。当电流脉冲达到预定的幅度，电流控制动作就会开始，控制脉宽发生变化来进行稳压。对于电压型控制，检测电路对输入电压的变化没有直接的反应，要等到电压发生较大的变化后,才会进行处理，所以响应速度慢。(2)过流保护。由于采用了直接的电感电流峰值技术，它可以及时，准确的检测输出和开关管电流，自然形成了诸葛电流脉冲检测电路，通过给定一个参考电流，就可以准确的限制流过开关管的最大电流，当输

12、出超载或短路时，自动的保护电路，同时也可防止电网浪涌所产生的尖峰电流损坏电路器件，这样设计电路时就不需要考虑留什么余量，能省一些成本。(3) 回路稳定性好，负载响应快。电流控制是一个输出电压控制的电流源，电流源的大小反映了输出电流的大小。因为电感中电流脉冲的幅值与负载电流的平均值是成比例的，这样电感的相位延迟就不存在了3。3 单相桥式整流电路单相桥式整流电路是最基本的将交流转换为直流的电路。3.1 工作原理T为变压器；D1、D2、D3、D4为四个整流二极管，RL为负载电阻。整流电路中的二极管是作为开关运用，具有单向导电性。单相桥式整流电路如图3.1所示。图3.1单相桥式整流电路当u2正半周时，

13、二极管D1、D3正向导通，D2、D4反偏截止，在负载上产生一个极性为上正下负的输出电压。u2正半周时，电流流向图如图3.2所示。图3.2 u2正半周时u2负半周时，二极管D1、D3反偏截止，D2、D4正向导通，电流经过负载时，产生的电压极性仍是上正下负。u2负半周时，电流流向图如图3.3所示。图3.3 u2负半周时单相桥式整流电路的波形图如3.4所示。图3.4单相桥式整流电路波形3.2 参数计算输出电压是单相脉动电压，通常它的平均值与直流电压等效。输出平均电压：(3.1)流过负载的平均电流：(3.2)流过二极管的平均电流：(3.3)二极管所承受的最大反向电压4：(3.4)3.3 电容滤波电路整

14、流电路将交流电变成脉动直流电，但其中含有大量的交流成分(称为纹波电压)。应在整流电路的后面加滤波电路，滤去交流成分。3.3.1 滤波的基本概念滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。电容器C对直流开路，对交流阻抗小，所以C应该并联在负载两端。电感器L对直流阻抗小，对交流阻抗大，因此L应与负载串联。经过滤波电路后，既可保留直流分量、又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉动系数，改善了直流电压的质量。电容滤波的组成及工作原理在负载电阻上并联一个滤波电容C，如图3.5所示。二极管导通时，一方面给负载RL供电，一方面对电容C充电。在忽略二极管正向压降后，充电时，充

15、电时间常数，其中RD为二极管的正向导通电阻，其值非常小，充电电压UC与上升的正弦电压U2一致，当UC充到U2的最大值时，U2开始下降，且下降速率逐渐加快。当时，四个二级管均截止，电容C经负载RL放电，放电时间常数为,故放电较慢，直到负半周。图3.5 电容滤波电路在负半周，当时，另外两个二极管(VD2、VD4)导通，再次给电容C充电，当UC充到U2的最大值时，U2开始下降，且下降速率逐渐加快。当时，四个二极管再次截止，电容C经负载RL放电，重复上述过程。3.3.3负载上电压的计算电容放电时间常数，即输出电压的大小和脉动程度及负载电阻直接相关。若RL开路，即输出电流为零，电容C无放电通路，一直保持

16、最大充电电压；若RL很小，放电时间常数很小，输出电压几乎与没有滤波时一样。全波直流电压平均值：UO=0.9U2(3.5)U2为变压器次级电压有效值。流过的平均电流5：IL= u0/RL(3.6)4 电磁干扰滤波器开关电源电磁干扰滤波器是无源网络，它具有双向抑制性能。将它插入在交流电网中与电源之间，相当于这二者的EMI噪声之间加上一个阻断屏障，这样一个简单的无源滤波器起到了双向抑制噪声的作用，从而在各种电子设备中获得广泛的应用。 开关电源由于功耗小效率高，体积小，重量轻，稳压范围广，电路形式灵活等特点，广泛地应用于计算机、通信等各类电子设备。但是随着开关电源的小型化，开关就要高频化，这种高频化，

17、其基波本身也就构成了一个干扰源，发出一种更强的传导干扰波，此外通过改进元器件达到高频化的同时，也会因辐射干扰波而导致一种超标准值的杂散的信号。这些信号构成了电磁干扰(EMI)，被干扰对象是无线电通信。为使无线电波不受电磁干扰的影响，就要采取措施限定这种电磁干扰，使之符合有关电磁兼容(EMC)标准或规范，这已经成为电子产品设计者越来越关注的问题。 4.1 开关电源电磁干扰（EMI）的特点开关电源功率变换器中的功率半导体器件的开关频率通常较高，功率开关器件在高频下的通、断过程中不可避免地要产生强大的电磁干扰。与数字电路相比，开关电源EMI呈现出鲜明的特点：(1) 开关电源EMI干扰源的位置比较清楚

18、，主要集中在功率开关器件、二极管以及与之相连的散热器和高频变压器上。(2) 作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，其产生的EMI噪声信号既具有很宽的频率范围，又有一定的强度。(3) 印制电路板布线不当也是引起电磁干扰的主要原因。这些干扰经传导和辐射对其他电子设备造成干扰。 任何电源线上传导干扰信号，均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下，差模干扰幅度小，频率低，所造成的干扰较小；共模干扰幅度大，频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。因此，欲削弱传导干扰，把EMI信号控制在有关EMC标准规定的极限电平以下，最有效的方法就是在开关电源输入和输出电路中加装电

19、磁干扰滤波器。4.2 电磁干扰滤波器的设计 电磁干扰滤波器设计原则电磁干扰滤波器的设计与选择，应根据干扰源的特性、频率范围、电压、阻抗等参数及负载特性的要求综合考虑，通常要考虑以下几方面的问题： (1) 要求电磁干扰滤波器在相应工作频段范围内，能满足负载要求的衰减特性，若一种滤波器衰减量不能满足要求的时候，则可采用多级联，可以获得比单级更高的衰减，不同的滤波器级联，可以获得在宽频带内良好的衰减特性。 (2) 要满足负载电路工作频率和需抑制频率的要求，如果遇到要抑制的频率和有用信号频率非常接近，则需要频率特性非常陡峭的EMI滤波器。 (3) 在所要求的频率上，滤波器的阻抗必须与它连接的干扰源阻抗

20、和负载阻抗相匹配，如果负载是高阻抗，则EMI滤波器的输出阻抗应为低阻；如果电源或干扰源阻抗是低阻抗，则EMI滤波器的输出阻抗应为高阻；如果电源阻抗或干扰源阻抗是未知的或者是在一个很大的范围内变化，很难得到稳定的滤波特性，为了使EMI滤波器获得良好的滤波特性，应在其输入和输出端，同时并接一个固定电阻。 (4) 电磁干扰滤波器必须具有一定耐压能力，要根据电源和干扰源的额定电压来选择滤波器，使它具有足够高的额定电压，以保证在所有预期工作的条件下都能可靠地工作，能够经受输入瞬时高压的冲击。 (5) 滤波器允许通过的电流应与电路中连续运行的额定电流一致。电流定高了，会加大滤波器的体积和重量；电流定低了，

21、又会降低滤波器的可靠性。 (6) 滤波器应具有足够的机械强度，结构简单，重量轻，体积小，安装方便，安全可靠。 电磁干扰滤波器的电路结构开关电源EMI滤波器的电路如图4.1所示。图4.1 电磁干扰滤波器基本电路该五端器件有两个输入端，两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈(亦称共模电感)L、滤波电容C1C4。L对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过精合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上。当有共模电流通过时，两个线圈上产生的磁场就会互相加强

22、。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，见表4.1。当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是00lF047F，主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的重点接通大地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4的容量范围是2200pF0.1F。为减少漏电流，电容器量不宜超过0.1F。C1C4的耐压值均为630VDC或250VAC。6表4.1 电感量范围与额定电流的关系额定电流I(A)136101215电感量范围L(mH)823240.40.80.20.30.10.150.00

23、.085推挽变换器推挽变换器是一种相当于两个正激变换器的组合。两个变换器轮流互补工作。变压器一次侧带中心抽头的两个绕组随各自连接的磁芯工作在磁化曲线的第一象限和第三象限，完成磁化和去磁功能。它同半桥、全桥变换器一样，都属于双极性变换器。5.1电路结构推挽式变换器可分电流型、电压型两种拓扑结构。它们的主要区别是电流型的输入级需要增加一个大电感L，但不需要输出滤波电感；而电压型的输入级没有大电感，但输出级必须接滤波电感L。其典型电路结构如图5.1所示。图5.1 推挽变换器的电路结构开关管VT1、VT2、变压器T1组成推挽逆变电路，将直流输入变换成高频方波脉冲。脉冲的频率由PWM驱动信号频率决定。并

24、联于开关管两端的二极管仅流过磁芯复位时的磁化电流。二次侧输出的高频正负脉冲电压经二级管VD1、VD2整流成二倍于开关频率的正向脉冲，再经L、CO租成的滤波电路平滑高频，输出负载RL上产生具有2fs纹波的直流输出电压。采用推挽式变换器时，通过设计更多的二次绕组，能产生多路输出电压(含负压输出)。5.2工作原理推挽变换器在一个周期TS内，开关管VT1、VT2各交替轮流导通一次，设每管的导通时间为TON，占空比即，。在这里D、TON、TOFF的含义发生了变化，是在半周期内开关管导通、关断一次，不像单端变换器那样，开关管在一个周期内导通和关断一次。6 PWM控制芯片SG3524SG3524为双端输出式

25、PWM控制器，其属于双闭环控制系统，由电压控制环河电流控制环组成，属于数字、模拟混合型集成电路。该芯片由频率可在较宽范围内预调的固定频率振荡器、占空比可在0100%之间调节的脉宽调制器、死区时间校准器、双路功率输出的三极管电路、误差放大器、精密参考电压源一节禁止、缓启动、过流和过压保护电路等组成。6.1 SG3524的特点及性能6.1.1 特点：(1) 完整的PWM功率控制功能。(2) 工作频率大于100KHz。(3) 集电极、发射极均为开路输出，最大输出电流达100mA。(4) 负载调整率典型值为0.2。(5) 内部基准电压变化最大为1。(6) 工作电压范围为8V40V。(7) 工作温度为-

26、10+85。6.1.2主要性能电压控制脉宽调制技术，数字、模拟混合集成电路，片内含有精确的参考电压源和误差放大器，具有过流和短路保护功能，PWM占空比可任意调节，输入与TTL和CMOS电平兼容，双通道脉宽调制输出、易与微机接口，电源电压(8V40V)，电源电流(20mA)，占空比(049%)，输出电流(2×100 mA)，震荡频率(400kHz)。6.2 SG3524的原理6.2.1SG3524引脚简介SG3524采用DIP-16封装，引脚排列如图6.1所示。各引脚功能如下：第1、2脚分别为误差放大器的反相输入端与同相输入端。第3脚是振荡器输出端。第4、5脚依次是限流比较器检测端。第

27、6、7脚分别接定时电阻(RT)和定时电容(CT)。第8脚为接地端。第9脚为误差放大器的频率补偿端。第l0脚为关断电路控制端改变此脚电位就可控制PWM的通断。第11、14脚为输出管EA、EB的发射极。第l2、l3脚为输出管的集电极；第l5脚为电源输入端，接+5V+30V。第l6脚为+5V基准电压引出端。SG3524芯片引脚功能说明见表6.1。7图6.1SG3524的引脚排列图表6.1 SG3524引脚功能说明引脚符号功能1INV反相输入引脚2N,INV同相输入引脚3OSC振荡器输出引脚4+CL检测引脚(+CL)5CL检测引脚(CL)6RT积分电阻引脚7CT积分电容引脚8GND地线9COMP补偿引

28、脚10SD关闭(停止)引脚11EA发射极(A)引脚12CA集电极(A)引脚13CB发射极(B)引脚14EB集电极(B)引脚15VIN输入电压引脚16VREF参考电压引脚6.2.2 工作描述SG3524的内部框图如图6.2所示。主要包含9个部分：+5v稳压器和基准电源；振荡器；误差放大器：PWM比较器；限流比较器；二分频触发器；或非门(A、B)；推挽式驱动管（VTA、VTB）；关断电路。图6.2 SG3524内部组成原理稳压器与基准电压源实质上是一个小功率串联调整式稳压器，输出电压为+5V， 向芯片内各单元供电，也对外提供基准电压，最大输出电流为20mA。振荡器一方面产生幅度为0.63.6V的连

29、续锯齿波电压U1、直接输入到脉宽调制器的同相输入端，另一方面又向触发器和或非门提供一个同步方波U2并从3脚输出。振荡频率f，由下式决定：(6.1)RT的阻值范围是1.8k100k，CT=0.001F0.1F，最高震荡频率为300kHz。取样电压和基准电压分别接入管脚l和2，经误差放大器放大后，输出控制电压U3，接入PWM调制器反相输入端，与其同相输入端的锯齿波电压进行比较，输出一个宽度受控制电压U3调制的方波脉冲U4，送至两个或非门的输入端，同时来自振荡器的同步方波脉冲U2经二分频触发器输出两路相位互差180。的方波脉冲也送至两或非门的输入端。因触发器有二分频作用，故开关频率f=f/2 。或非

30、门为三路输入信号，它们分别是触发器、振荡器和PWM比较器的输出信号，其特点是：只有三路输入信号均为低电平时，输出才为高电平，工作波形如图6.3所示。由波形图可见，触发器的两路输出脉冲互补，但在两路输入脉冲问至少存在有宽度为0.5s5s的同步方波脉冲U2，从而保证两个或非门输出脉冲错开一定角度，不会造成输出管“类同导通”现象，双端输出时每路占空比的调节范围是045%。当电源出现异常或出于某种需要，在第10脚加大于0.7V的电压，就能使关断电路中的晶体管饱和，所拉成低电平使PWM输出高电平，VA、VB因没有输入脉冲而截止。第10脚为低电平时，PWM恢复正常工作。图6.3SG3524的工作波形6.3

31、 技术参数6.3.1极限参数电源电压(VCC)：+40V逻辑输入：-0.3V+5.5V模拟输入：-0.3VVCC输出电流（源电流或吸电流）：±500mA（峰值）参考输出电流：50mA振荡器充电电流：5mA功耗：1W结温：+150储存温度：-65+150引线焊接温度：+3006.3.2 推荐工作状态推荐工作状态如表6.2所示。表6.2推荐工作状态参数名称符号最小值典型值最大值单位电源电压VCC+8.0+35V电源电流ICC1420mA输出电流（源或吸）IO0±100mA参考输出电压VREF5.005.105.20V参考输出电流IREF020mA震荡频率范围fOSC0.1400

32、kHz振荡器定时电阻RT2.0150K振荡器定时电容CT0.0010.2F工作温度TA0+70参考输出电压VREF5.005.105.20V7SG3524芯片开关电源设计控制方式不限，输入电压AC180250V，输出电压DC±5V、±12V，输出功率35W，输出电压波纹系数<2%，要有输出短路保护。7.1 开关电源设计整体思路结合设计要求，整理出的大致设计思路如图7.1所示。220V50HzEMI滤波输入整流滤 波反馈网络降压、给PWM控制芯片供电保护电 路输出整流滤波变换器SG3524芯片驱动地地保护抑制输出Vin(DC)Vout(DC)图7.1 设计思路220V交

33、流市电，经整流滤波后得到一个直流高压。再通过电阻、稳压管等器件的作用，得到输入电压，为SG3524控制芯片供电。7.2开关电源输入部分设计7.2.1EMI滤波综合体积、成本等方面的考虑，本设计中选用图4.1所示的滤波器。7.2.2输入整流桥的选择整流桥的反向击穿电压UBR应满足：(7.1)交流输入电压范围是180250V，计算出UBR=442V。输入有效电流：(7.2)其中，PO=35W，设电源效率，取开关的功率因数，则。整流桥额定的有效值电流为IBR,应使,取IBR=0.8。由上，可选用1N4005(1A/600V)整流桥。7.2.3 开关电源输入部分本设计的开关电源输入部分如图7.2所示。

34、输入信号来自220V交流市电，经整流滤波后，得到+300V输出直流高压，经R2降压后，接入100电阻，起到过流保护的作用。再接入28V稳压管，使输入电压稳定在28V。图7.2 开关电源输入部分7.3 高频变压器设计7.3.1 变压器选择(1) 并联式结构该电路是变电路最基本的拓扑结构，后续所有的变压电路都是从该电路演化过来的。优点：电路简单，外围所需的元件少，效率可以做到很高。缺点：电路功能单一，输出功率比较大时开关管需要承受很大的脉冲电流。(2) 单端正激式该电路与方案一唯一区别是使用了变压器，可以做隔离式升压电路。优点：电路相对简单（与后面叙述的方案相比），外围元件少。缺点：开关管关断时，

35、变压器容易磁饱和，需要加上磁通复位电路。(3) 单端反激式,从原理图上看与正激电路很相象，但工作原理不同，脉冲变压器的原/付边相位刚好相反。优点：电路相对简单（与后面叙述的方案相比），外围元件少。缺点：由于变压器存在漏感，将在原边形成很大电压尖峰，可能击穿开关器件。需要设钳位电路予以保护。(4) 推挽（变压器中心抽头）这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断。优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。缺点：如果电流不平衡，变压器有饱和的危险

36、、变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。(5) 全桥式这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。这种电路结构通常使用在1kW以上超大功率开关电源电路中。结合题目对电源功率、稳定度、纹波、效率、数字控制等功能的要求与上述各方案的比较，也出于对时间、电路复杂程度的考虑，选择了推挽结构做DC/DC变压器。采用推挽式变换器，其缺点是存在直流偏磁现象，导致压降、驱动开关时间不同等，可能导致磁芯饱和

37、。为避免此现象发生，开关管应选择特性参数一致，驱动电路要求对称，延长消偏磁时间。SG3524属于电流型PWM控制芯片，能有效限制过流发生。7.3.2 变压器设计参数选择设工作频率为17.5kHz。变压器的输入电压为+28V，输出功率为35W，输出电压为±5V，±12V。效率。输入功率。(1)铁芯的选择根据工作频率为25kHz和Pi=50W，参照推挽式工作磁芯选择图7.3，可选择EC35/17。f(kHz)图7.3 推挽式工作磁芯选择查表7.1可知，磁芯有效截面积Ae为84.3mm2。考虑低压输入/输出、变压器真空浸渍以及有较好的传热特点，热阻值范围为17.420/W，选取低

38、值Rth=18/W。变压器内部耗散总功率：(7.3)T取50，则，Pid2.8W其中，铁损：(7.4)铜损：(7.5)表7.1 3C8磁性材料的磁芯特性表磁性型号磁性有效面积Ae(mm2)热阻(最大值)Rth(/W)热阻(最大值)Rth(Z)(/W)EC25/25/755.030.0EC35/17/1084.317.420.0EC42/42/2023610.011.5EC55/55/254206.26.8(2)计算磁感应强度增量由PFe=1.57W，f=25kHz，查磁芯磁滞-涡流损耗与磁通的函数关系图7.4，可确定：，Ae=84.3mm2。磁通峰峰值峰值磁通图7.4 磁芯磁滞-涡流损耗与磁通

39、的函数关系磁感应强度增量：(7.6)7.3.3±5V输出首先要确定次级电压VS，VS由三部分组成，对于大电流、低电压输出的变换器，考虑电压VS降低时仍然有正常的电压VO输出，因此输出电压应定为1.1VO。输出电压VO是经整流二极管、导线、变压器次级绕组得到的，这两种电压降设为VL。由于变压器次级漏感的原因，有效导通时间不可能达到50%工作周期，即在每半周次级电流从建立到满值都要经过延时，占空比要小于0.5，一般设为0.46，两管为0.92。设定工作频率为17.5kHz，占空比D=0.5，则，导通时间：(7.7)每伏最佳匝数：(7.8)次级电压：(7.9)次级匝数：(7.10)最低输入

40、电压：初级绕组匝数：(7.11)7.3.4±12V输出采用推挽式变换器时，通过设计更多的二次绕组，能产生多路输出电压。初级绕组匝数：输出电压：(7.12)由±5V输出电路，可得UI=20V。当输出为±12V时，。7.3.5 推挽变换器中开关管的参数选择开关管VT1、VT2截止时承受的电力应力为：。由工作频率25kHz，求得，。即，推挽变换器的周期。7.3.6 输出整流二级管的选取双极性变换器的输出整流电路采用桥式整流电路结构。(1)±5V输出二极管反向额定电压：(7.13)在双极性输出电路中，可得，。均采用肖特基二极管(BYW51)。(2)±1

41、2V输出根据公式7.13，同理，±12V输出可选取肖特基二极管(BYW51)。(3) 对推挽变换器而言，流过二级管的电流有效值：(7.14)±5V输出时，IDRms=3.54A。±12V输出时，IDRms2.06A。肖特基二极管(BYW51)均满足要求。7.3.7开关电源变压器部分本设计中的开关电源变压器部分如图7.5所示。二次侧采用更多绕组，从而实现多路输出，应设计要求±5V和±12V输出。图7.5 变压器部分7.4输出滤波设计电流型控制DC/DC变换器的纹波抑制虽然比电压型稍有提高，但其输出端的低频交流纹波仍较大。若要实现设计要求中的的低纹

42、波输出，则必须对低频电源纹波采取滤波措施。结合推挽变压器及PWM控制器(电流型)，本设计可选用LC滤波电路。7.4.1L、C的选取(1) ±5V输出对推挽变换器而言，将CO视为理想电容器：(7.15)UO=(1%2%)UO，取UO =2%UO=0.1V。求得，C>175F。保险起见，可取200F。(7.16)当K=0时，求得临界连续条件下的临界电感LG，其中fs为工作开关频率，为25kHz，可求得，保证电感电流连续的最小电感量为1.79H。(7.17)其中，UO=(1%2%)UO，取UO=2%UO=0.1V，将C=200F带入，可得，Lf=6.25H>1.79H，满足要求。(2) ±12V输出，根据公式7.15求得C>29.2F。保险起见，可取50F。当K=0时，根据公式7.16求得临界连续条件下的临界电感LG=10.3 H。UO =2%UO= 0.24V，根据公式7.17将C=50F带入，可得，Lf=