移相器的原理

1、21X波段五位数字式移相器的研究第三章移相器的原理移相器是控制信号相位变化的控制元件，广泛地应用于雷达系统、微波通信 系统和测量系统。依据不同的定义方法，移相器可以划分为不同的种类。根据控 制方式的不同，有模拟式和数宁式；根据工作方式的不同，可以分为反射型和传 输型：此外，根据电路拓扑的不同，移相器还可以分为加载线型、开关线型或开 关网络（高通/低通滤波器）型等.在这一章节中，介绍了移相器的基本移相原理和 主要性能指标要求，描述了各种类型移相器的工作原理、电路拓扑图和移相器电 路设计技术；分析了不同电路的工作原理，并对典型的移相器电路应用实例以及 移相器电路的发展进行了分析。3.1基本移相器原

2、理及技术指标3.1.1移相签的原理移相器有多种类型，适用于不同的应用环境，为了从原理上理解各种类型移 相器之间的差别，有必要就移相器的基本移相原理进行简单介绍。首先定义相位 移移相器和时延迟移相器相位移移相器的定义为在工作频率带宽上具有平坦群延迟的频率响应，波前 平面不随插入相位的变化而改变的控制器件.它具有如下两个特性：1. 对不同的相对相位移，具有平坦的频率响应；2. 具有固定的群延迟.（输入射频信号脉冲包络的时序不变）0参考图3.1.2相位移移相器的相对相位移图3.1.3相位移移相器的群延时图3.1.1相位移移相器的插入相位图3.1.1、3.1.2以及3.1.3所示为相位移移相器的频率特

3、性。相位移移相器可 以应用于多路间隔不同脉冲的接收一合并机中，将射频信号对位在脉冲的包络内 而不改变脉冲边沿的时序。然而，由于“相位偏斜"和“脉冲展宽”效应的限制，相位 移移相器无法应用于大孔径相阵天线的宽带波束形成网络中°时延迟移相器定义为在工作频率带宽上具有平坦的群延迟频率响应，但波前 平面随插入相位的变化而改变的控制器件。它具有如下两个特性：3. 具有线性的相对相位移频率响应，其梯度随相对相位移的变化而改变；4. 具有波前平面不同、平坦的群延迟频率响应。(导致输入射频信号脉冲包络 时序的改变)时延迟移相器的一个特殊例子是延迟线移相器，由下式定义：Ar=AZ(dO(3-

4、1-1)0)这里Ar为群延迟中的相对延时，AZSQ)为角频率为血时的相对相位移。皐ffi夜E图3.1.5时延迟移相器的相对相位#X波段五位数字式移相器的研究#X波段五位数字式移相器的研究图3.】.6时延迟移相器的群延迟图3.1.4时延迟移相器的插入相位图3.1.4, 3.1.5以及3.1.6所示为时延迟移相器的频率特性。时延迟移相器在 宽带微波信号处理系统中有着广泛的应用，如相阵天线的波束形成网络中。需要 指出的是，由于电路元件的非理想化，相位移移相器有可能呈现出延迟线移相器 的频率特性，反之亦然.3.1.2移相器的主要技术指标移相器的技术指标主要有241：工作频带、相移量、相位误差、插入损耗

5、、 插损波动、电压驻波比、功率容量、移相器开关时间等。第三章移相器的原理 2|1、工作频带移相器工作频带是指移相器的技术指标下降到允许界限值时的频率范围。数 字移相器大多是利用不同长度的传输线构成，同样物理长度的传输线对不同频率 呈现不同的相移，因此移相器工作频带大多是窄频带的。2、相移量移相器是两端口网络，相移量是指不同控制状态时的输出信号相对于参考状 态时输出信号的相对相位差。对于数字移相器，通常要给出移相器的位数或者相 位步进值。N位移相器可以提供M = 2"个离散的相位状态。3、相位误差对于一个固定频率点，实际相移量的各步进值围绕各中心值有一定偏差；在 频带内不同频率时，相移

6、量又有不同值。相位误差指标有时采用最大相移偏差来 表示，也就是各频点的实际相移和理论相移之间的最大偏差值；有时给出的是均 方根(RMS, root-mean-square)相位误差，是指各位相位课差的均方根值。RMS误差 的计算公式为：RRMS)=严_6)2+； + 少”_6)2：(3-1-2)其中M,、D,(i = 1,分别为实际中测量和理想值。4、插入损耗和插损波动插入损耗的定义为传输网络未插入前负载吸收功率与传输网络插入后负载吸 收功率之比的分贝数，用IL表示：/£ = -201g|521|(3-1-3)移相器是由微波开关和传输网络共同实现的，在两种相移状态下由于传输路 径不同

7、，以及非理想开关在“导通”和“截止”两种状态时的插入损耗不同等因素，都 会造成两种状态时移相器的插入损耗不同，这就使输出信号产生寄生幅度调制， 对整个电路的性能造成不利彩响，因此实际应用中要求移相器的插入损耗波动尽 量小。5、电压驻波比传输线上相邻的波腹点和波谷点的电压振幅之比为电压驻波比，用VSWR表 示。通常，为了避免器件的引入而对前后电路性能造成影响，要求器件的输入、 输岀VSWR尽量小。6、开关时间和功率容量开关元件的通断转换，有一个变化的过程，需要一定的时间，这就是开关时 间。移相器的开关时间主要取决于驱动器和所采用的开关元件的开关时间。移相器的功率容量主要是指开关元件所能承受的最大

8、微波功率。开关的功率第三章移相辭的原理#容量取决干开关导通状态时允许通过的最大导通电流和截止状态时两端能够承受 的最大电压。3.1.3相移的定义绝对相移与相对相移在分析基本移相器之前，有必要首先明确相移的概念。本论文讨论移相器时 所运用的相移"概念，都是一种相对相移的槪念而不是绝对的相移。请看框图：图3.1.7传输相位和损耗的定义第三章移相辭的原理240 = arctanh图3.8开关式移相器原理图对照3.1.7,相位是以信号源电压人的相位作为参考來定义.而不是以二端 网络的输入电压芥作为参考。上面所谓的“绝对相移”便用“传输用位”给出，传输相 位0可以定义为】：(3一1一4)之所以

9、称它为绝对，是因为信号通过任何传输线都会发生相位的改变，但这 种变化却不是我们感兴趣的“相移这里所说的“相移”，指一个网络的传输相位0在不同情况所发生变化的一个差 值。若设一个二端有两种状态，其传输相位分别是妙和02,则该网络的相移为：(3-1-5)很明显，这是一种相位相对变化的定义,结合一个具体的例子就能很清楚这一点。如图3.1.8所示的开关线移相器的基本原理图中，当移相器工作时，PIN管开或关的两种状态决定了人或者厶支路的通断，因为两个支路都有一定的电长度，因此无论是哪一支工作都会引入相对于信号源相位不同的传输相位，假设1,2支路相对与信号源的相位会分别带来一 70。和一 115啲相位变化

10、，这是不可避免的，但将两个支路相减后，就可以得到40=45。，说明这是一个45。的移相单元，这才是我们最为关心的值。自然，人们通常更倾向于取正的相移量。但事实上，在上面的例子中可以看 岀，如果选择不同的参考支路，则移相单元的相移还可以是= 二者是一 回事，只是参照物不同。不过，为了避免混乱带來的麻烦，论文都只涉及相移量 的大小，和不去刻意追求符号上的差别。必须加以说明的地方，在文中会指明网 络哪种状态对应电长度最短的一种状态。相对参考波相位而言，经过电长度较长 的路径的波，其相位应该为负。3.2移相器的种类与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路 结构可以有无限多种。

11、但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要 求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就 减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、由每个二极管获得的相移量以及 诸如此类的其他方面都各有千秋。3.2.1反射型移相器及其功率容量反射网终1开关图3.2.1屯抗网络反射式移相器原理图322移相线段反射式移相器原理反射型移相器的基本原理0Q26.27）是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，利 用开关变换负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位，使入射波和反射波 之间产生相位移。这种移相器的原理示意图如图3.2.1和3.2.2所示。当终端元件 反射系数从r,=|r,|e

12、转换到匚司功严时。反射信号相位移就是ZMf rf和 对应于反射功率，如果能保持|r.|=|r2|=o,则移相器插入损耗将为零。图中表 明传输线终端有两类:第一类是采用电抗网络终端，当开关闭合、断开时，电抗网 络的输入电抗发生变化，如图3.2.1所示，这是最常用的方式，称之为开关电抗型。 电抗网络常使用微带网络，较低频率时也可用电感和电容器。第二类是用单刀单 掷开关，在其后附加一段终端短路传输线，如图3.2.2所示，它类似于开关线移相 器，当JT咲断开时，信号通过传输线到短路点再反射回來，移相器的相位变化为 短路传输线电长度的2倍，因此它比开关线移相器所需传输线要短一半。25X波段五位数7式莎栢

13、器的研究在实际电路中，要求移相器为二端口网络，需要将输入信号和输出信号分隔 开，常用坏形器或定向耦合器作为变换元件实现信号分离。定向耦合器常用电路 形式为分支线混合接头和耦合线耦合器（如兰格耦合器）。定向耦合器相对于环形器 的不同点是:（1）集成电路工艺容易实现，可以和电抗网络一次加工出來；（2）需要用 两个微波开关，虽然多用了器件，但是每只开关只承担一半功率，因而移相器的 功率容量增加了一倍。图323是定向耦合器反射型移相 器的电路原理图。由于实际上PIN开关 并非理想开关，在导通和截止两种状态 时的电抗值也不相等，此外，还希望这 种定向耦合器移相器能提供其它移相 量。因此实际的电路中在PI

14、N开关和定 向耦合器的、端口之间加有电抗变 换网络。假设通过电抗网络后，在定向耦合 器、端口的反射系数模值相同，而相位角不同：呈现的归一化电纳为土由上式得(3-2-1)= arctan(3-2-2)（jBt表示PIN开关在两种状态时的电纳值），则相应两种状态的反射系数是 J(0=90)(326)#X波段五位数7式莎栢器的研究 J(0=90)(326)#X波段五位数7式莎栢器的研究相移虽就是0 = 0-4（3-2-3）在设计移相器时，M是给定指标，它决定了对和及的要求。把公式（32 一2）（3 23）进行化简得到(3-2-4)例如，当A0为45% 90 180°时，要求须分别满足下述关

15、系式B -B打如4 卄(3-2-5) J(0=90)(326)#X波段五位数字式移相器的研究ZE(A=1809(3-2-7)以上对E和及要求的实现，需要根据PIN开关的实际参数.选择合适的电抗 网络拓扑，再用计算机对电抗网络进行优化设计。在电抗网络的设计中，还有一 些参駐设置值也对设计产生影响。同时PIN二极管的参数甚至其焊接工艺对相移 歐的影响也不能忽视。在设计完成后的调试过程中，可以通过改变焊点大小、增减金丝多少來对移相器相移量进行微调。O 片一 Al曲瑶口网络开关为了讨论反射型移相器的功 率容ftI26将反射型移相器的原 理图简化表示为一个以理想开关 为终端的无源网络。如图3.2.4所#

16、X波段五位数字式移相器的研究示（其中岭为入射电压.匕为反射 图3.2.4反射式移相器的电路原理简化图电压）。Hines1281推导岀了这种反射式网络单元的功率容量基本运算 法则，即如果和川分别是当开关断开和闭合时网络输入端口处的电压反射系 数.那么运算法则可以表述为：(3-2-8)假设在网络输入端口处有一个恒定阻抗的信号源（短路电汛为2/门开路电压 为2匕），八。是开关开路时的射频信号电压，心是开关短路时的射频信号电流。 假设网络没有损耗，那么反射系数的幅值为1,有：(3-2-9)#X波段五位数字式移相器的研究29X波段五位数字式移相器的研究将（329）式代入到（3 28）式.得到相位移的如下

17、表达式(3-2-10)如果最大额定射频信号电压有效值（即当开关为断开时所能承受的电压）为 匕o最大额定射频信号电流有效值（即当开关为闭合时所能承受的电流）为人那2么最大射频信号功率肚和相位移40的关系从方程（3-2-10）推导出为(3-2-11)如果使用n个开关來实现相位移40 ,那么移相器的最大力率容量为:(3-2-12)Hines同时指出:为了实现最大的功率容量.必须合理设计电抗网络，以使开关 能够工作于最大额定有效电压匕0和最大额定有效电流/耐的状态。322加载线式移相器及其功率容量由于第四章对于加载线式移相器有着非常详细的阐述所以这里对其概念及 原理只作简单的介绍。所谓加载线式移相器.

18、就是在均匀传输线上以可控电抗元件进行并联或串联 加载.通过电抗值的改变在电路中引入一个相移量。国325用來说明加我线式移相器移相机理的电路如图325所示，对于 接在匹配扳荡器和匹配负 载之间的均匀传输线，当在 其上并联一个电纳时，可以 观察到电纳所产生的扰动 会对传输信号的相位有何 彫响。传输线上的并联电纳刃对于容性电纳而言为正，若为感性电纳则为负。丿3处的传输电压片可以表示 成入射电压“和反射电压乙的迭加。入射电压岭就是假定电纳不存在时该处应 有的电压。反射电压人则如此定义:存在电纳这种不连续性的情况下，实际电压 (向负载传输的总电压)"等于入射电压与反射电压之和，即VT = V,

19、VR(3-2-13)按照定义，传输电压和传输系数T以及反射电压与反射系数的关系分别是:根据和T的这两个定义式，由式(3-2-13)可以得到(3-2-14)(3-2-15)(3-2-16)采用归一化电纳jb = jg = jBZ“并借助于归一化的总导纳(包括归一化负载电导在内)y + jb可把反射系数写成(3-2-17)31X波段五位数字式移相器的硏究对于传输线上并联一个归一化电纳丿B的简单情况，这个表达式可简化为:“二(3-2 -18)2 + jb(3-2-19)由式(3-2-16)可知，在这种情况下r = 2 + jb因此，把传输电压*写成极坐标形式，则有(3-2-20)由上式可以看出.与入

20、射电压相比.传输相位变化了(3-2-21)0 = arcian(6/2)而另一个重要的性能参数是由*与儿的比值所给定的插入损耗，这个比值可 以表示为：么,(3-2-22)片 y/4 + b2例如，若并联电纳”的归一化值为+;0.2 (相应于一个并联电容)，则 A = arctan(+O)=+57,即传输波大约延迟0弧度，亦延迟5.7。，相对于入射 电压，传输电压的幅度也减小到0.995倍，说明相应的插入损耗为0.04dB；同样， 归一化电纳为-/0.2的并联电感将使A = arctan(-0.1)*-5.T,即传输波的相位大 约超前0.1弧度，亦超前5.7。，而此时，相应的插入损耗亦为0.04

21、 dB。以上所示的这种单电抗元件加载的移相电路一般称之为一元加载线式移相电 路。通过上面的分析可见，这种结构的移相电路适用于小相移位的实现，但是它 产生相移的同时，还会引入不小的反射波。如果只求获得相移而不注意每一个单 电抗元件的反射波会怎样组合，就可能导致电路失配非常严重，电压驻波比、插 入损耗都很大，结果便无法预计相移。考虑到反射的彩响，我们在单电抗元件加载的基础上进行修改设计，通过增 加加载电抗元件的个数來改善反射波彩响，以求在获得所需相移址的同时亦得到 其它优良的电路性能。而最为常见的修改，就是以两个相同的电抗元件加载于传 输线上，两若的间距约为2/4,以求使得两个对称的反射波几乎完全

22、互相抵消，进 而使驻波比降到很小，此种电路结构常称之为二元加载线式移相电路。在设计过 程中，加载的电抗元件通常以二极管电路的形式实现。以上介绍的加载线式移相器电路和在随后小节中介绍的开关线式、高通/低通 移相器都属于传输型移相器电路，图3.2.6中所示为传输型移相网络的电路原理示 意图，其中无源移相网络可以是集总参数网络或分布参数网络，开关为串联或并 联设置。移相网络两种状念之间的转换等效于微波信号通过不同的传输路径，移 相网络传输相位的变化产生相位移。图3.2.6传输型移相网络原理图图327由开关巧容性电纳串联组成单 加敦支廿的传输型移相网络等效电路#X波段五位数字式移相器的硏究下面就加载;

23、线型电路移相网络的功率容量进行简要分析旳.为了确定加载线 型移相器单个开关可承受功率，我们对只含有一个由开关与容性电纳串联组成加载支节的移相网络进行分析如图3.2.7所示。当开关断开时，通过电路的电流为/ = V/Z.,传输系数7=1当开关闭合导通 时电路的反射系数和传输系数丁分别为(3-2-23)r = i + r =2 +曲£护 arctan(8/2yj(3224)#X波段五位数字式移相器的硏究#X波段五位数字式移相器的硏究得到相位移为(3-2-25)Z = -arcian(B/2 岭)为了得到最大可转换功率(心J的表达式，假设开关断开时两端可承受的最大 电压为匕。，闭合导通时最

24、大导通电流为令以使开关闭合导通时 的电压驻波比(VSWR)最小，于是可以认为：%"V. 爼 IBIYq严刃B/Y。(3226)根据(32 31)式，得到(3-227)33X波段五位数7式移柏浮的研究(3-2-28)从以上分析可看出，（1）单开关加载线型移相网络的最大相位移限制为90。，当 0t9O时，->0： （2）*7在工作带宽上保持阻抗匹配，A0必须取较小值。 从以上加较线移相网络的功率容屋分析中也可以看出，加载线型移相电路只适用 于小度数的移相器。323开关线式移相器图328开关线式移相器电路示意图开关线式移相器是基于延迟线电路理论的，电路基本原理示意图如图3.2.8所

25、示，其中一种是开关串联形式，另一种为开关并联形式，人和厶是两条不同长度的 微带线或任意微波传输线G2629】。在图开关串联偏置电路中，当开关§和S；闭 合，S?和S；断开时，微波信号通过传输路径人传输；当开关状态相反，§和S；断 开，S?和S?闭合时，信号通过传输路径厶传输。由于信号传输路径厶和厶的长度不 同，传输信号的电角度变化不同，两种开关状态之间的转换使微波信号通过不同 的传输路径而实现相位移为= /?（/,-/,）, 0为传输线的传播常数（假设所有传输 线具有相等的传播常数和特性阻抗Z。）。开关线移相器原理简单，结构上容易实现。但是有几个技术问题需要注意纲。（1）当

26、开关串联时的移相器的传输路径（如图（a）中的厶或厶）的电长度等 于某个工作频率的半波长时。传输线上将产生谐振现象，反射入射信号回输入端, 造成插入损耗增大和相位移突变。为了使谐振点远离工作频率，开关线长度应该 尽最短；也可以对断开的支路用匹配负载加载，但是带來的缺点是附加开关元件 数量增多。图（b）所示的开关并联配置形式的电路改善了传输线上谐振的问题，当并联开关S,和S将路径长度为A的传输线短路，开关S?和S2开路时，信号通过路径?2传 输。从输入端口 A和输岀端口 B向传输路径A看进去，由于在久/4处短路，信号 在端口 A和B处的等效阻抗为无穷大，信号完全从传输路径厶通过，避免了关断 通道厶

27、中谐振现象的发生。当开关状念转换时，信号传输路径在两传输通道间转换, 同开关串联偏置形式电路相同，给岀相位移为M 邛QT（2）在移相的整个工作过程中，移相器的输入端和输出端之间都一直处于 导通的情况，因此要求在两种状态下输入端都有良好的阻抗匹配。此外还要求两 种相位状态下插入损耗最小，并且要尽可能相等，否则两种相位状态下输出信号 大小不同，这将引起寄生调幅.（3）开关的两条传输线（即人和厶）相互间隔距离要足够远，避免传输线间相 “耦台造成信号衰减和相位误差。（4）与其它移相器相比较，开关线移相器使用的开关数目最多（每一位需要 4个开关）。开关线式移相器电路形式简单，令卩是开关器件断开时两端的额

28、定峰值电压, Z。是传输线的特性阻抗，则开关线型移相器的输入峰值功率容量为：(3-2-29)#X波段五位数7式移柏浮的研究#X波段五位数7式移柏浮的研究图3.2.9串联开关的开关线式移相器计算平均功率容址的等效电路为了确定串联开关移相器的平均功率容量.考虑如图3.2.10所示的等效电路 图。假定开关闭合时等效为一个小电阻R,，信号源的峰值电压为V,则在Rf上耗散 的平沟功率为(3-2-30)平均入射功率为(3-2-31)将（3-2-30）式中的0代入到（3-2-31）式中.得到JT关串联形式平均 功率容融的表达式为第三京移相器的原理 34(3-2-32)(3-2-33)通过将心替换为Gy Zn

29、替换为则得到开关并联形式的开关线移相器的第三京移相器的原理 #第三京移相器的原理 #324高通/低通滤波器式移相器jxjxjX（a）二极管串联/（b）二极管并联盘图3.2J0高通/低通滤波器式移相器第三京移相器的原理 #第三京移相器的原理 #髙通/低通滤波式移相器的产生是基于这样的启发而出现的:当信号通过低通 滤波器（由串联电感和并联电容构成）会出现相位延迟，而通过高通滤波器（由串联 电电容和并联电感构成）会出现相位超前，如果我们利用二极管开关让电路在高通 与低通Z间切换就可能得到一个相移量。高通/低通移相器可以产生比其他类型移 相器更小的相移量，且它的工作频带可以与反射式移相器相比拟.根据二

30、极管的连接不同，可以把高通/低通移相器分为两种（这里仅以T型高低 通移相器为例），如图3.2.10所示。（a）图中是串联二极管结构，（b）图中是另一种并 联二极管结构。从结构图看，这种移相器很像开关线移相器的结构。在并联二极管结构中， 为了保证断开支路二极管短路不影响导通支路，要将其接入点定在距分支点长 度的位置。对电路分析后，我们知道在高通滤波器产生相位超前、低通滤波器产生相位 滞后的情况之下，通常令髙、低通滤波器的串联电抗绝对值相等，并联电纳绝对 乂X波段五位数字式移相器的研究值也相等。这样，高通滤波器的相位超前度数与低通滤波器的相位滞后度数相等. 二者之和就是移相器网络的相移量。在上述情况下，仍然使用前面使用过的ABCD参量来分析高通/低