准谐振电流模式电源的过载补偿

1、    准谐振电流模式电源的过载补偿电源在不同的线路电平下工作时,传输延迟会带来不利影响。在固定开关频率转换器中需要特别关注这个问题,此时在准谐振(QR)电源中避免这个问题的产生就显得尤为重要。准谐振在反击转换器中,当功率开关打开时,漏极升至所谓的反击电压(输出电压Vout反射到初级端)与输入电压之和：Vds=Vin+N(Vout+Vf),其中,N为初级电压与次级电压的匝数比,Vf为次级二极管正激压降。当存储在磁化电感(Lp)中的电流降为零时,变压器磁芯将被去磁。此时,次级二电源在不同的线路电平下工作时,传输延迟会带来不利影响。在固定开关频率转换器中需要

2、特别关注这个问题,此时在准谐振(QR)电源中避免这个问题的产生就显得尤为重要。准谐振在反击转换器中,当功率开关打开时,漏极升至所谓的反击电压(输出电压Vout 反射到初级端)与输入电压之和：Vds= Vin + N(Vout + Vf),其中,N为初级电压与次级电压的匝数比,Vf为次级二极管正激压降。当存储在磁化电感(Lp)中的电流降为零时,变压器磁芯将被去磁。此时,次级二极管阻挡(因为没有电流),漏极由于Lp和漏极节点上存在的电容而产生振荡。如果反击电压足够大,那么Vds甚至可以在某个电压波谷达到最低点：当Vds等于零时重新启动MOSFET,称为零电压转换(ZVS)。为检测波谷现象,控制器一

3、直通过一个专用绕组观测磁芯磁流的活动。此绕组提供一个等于Vaux=N.d/dt的电压。假设磁芯已去磁,当此电压穿过零点时,控制器重新启动主MOSFET。在其他情况下,反馈环路一直调整峰值电流来传送所需的功率。QR系统是频率高度可变的系统,它的较差情况有两种：重载,低线 = 最低开关频率;轻载,高线 = 最高开关频率。由于反击功率转换取决于开关频率,因此可以预见,在输入线路电平不同的条件下,功率能力存在很多问题。图 1对于给定的最大峰值电流而言,Pout 与Vin相依性很大图2 峰值电流随输入电压而变化图3 补偿以后,在所有条件下功率均小于90W(a= 700u)图 4 在QR 转换器上实现过载

4、保护的方法之一(Pout = 常数)导出开关频率如果忽略系统带来的各种延迟,就可以轻松地导出开关频率。因此假设Vds 立即上升至平坦区域电平,而开关恰好在检测磁芯去磁时启动(无波谷延迟)。则可以得出：(方程1),(方程2) ,则(方程3)。根据定义,工作在非连续电流(DCM)中的反击转换器遵循下列公式：(方程4),解出 (方程5)。将Fsw定义代入上述方程并解出Ip,得出：(方程6)。由此可以看出,由于Vout 保持恒定 (有一个闭环系统),峰值电流取决于输入电压Vin,因此它的值变化很大。也就是说,在低线条件下,如果根据给定的峰值电流来设计检测电阻,使它可以传送足够的功率(较差情况下),则方

5、程6表明,高线处相同的最大电流将使可用输出功率几乎翻倍。由于过载模式中的传播延迟tp将添加到控制器最大设定点上(在本文的实例中为1V),该问题会进一步复杂化。从方程6中可得出Pout 并在最终峰值电流(Pnc定义)上加上传输延迟效应。将方程6和方程7输入数学处理器,可得出图1和图2。Pnc(Vin)=(方程7)。补偿电流检测控制器将检测电阻Rs上的电压突变限定为一个固定而精确的电压。如果控制器的电压限定范围为1V,则最大峰值电流为1/Rs。这是选择Rs的方法,因为在低线上需要最大的电流(根据图2,值为4.5A,且带有容限)。因此,Rs=1/4.5= 0.22。在低线上,如果需要额定输出功率,则

6、Rs 会产生接近1V的电压。然而,图2表明,在高线上,只需要2.6A电流(375VDC)也可传送相同的额定功率。因此,Rs上的检测电压下降为2.6×0.22=572mV。在电压达到1V、转换器过载且触发最大功率保护之前,还需进行下列计算：1 - 0.572 = 428mV 。它与增加128W功率相对应,而本文设计的低线为70W(见图1)。这个问题的解决方案是在高线上用428mV的电压补偿电流检测平坦区域。因此,控制器读数为最大值,并且对功率进行钳制。如前文所述,尽管将电阻和储能电容相连会带来线性补偿,但是,连接后将工作良好。如果建立一个与Vin成正比、比例为的补偿电压,并同时考虑电流

7、检测信息(由于控制器的电压更大,所以该信息诠释为最终电流减小),可以补偿转换器。从峰值电流设定点减去此补偿电压可以改良方程7：Pout(Vin)=(方程8)。由方程8可得出图3,由此证明,只要插入恰当的补偿,控制器的功率就能更好地利用。使方程7(非补偿形式,低线输入- VinLL)等于方程8(补偿形式,高线输入- VinHL),可以精确计算出*Vin(真正需要的补偿),并解出*Vin。然后可以得出应用在电流检测引脚上所需的补偿：补偿=(方程9)图4是用安森美半导体的NCP1207实现过载保护(OPP)的简化方法。这种方法对不同的控制器均有效。它只需使用专用的正激绕组及少量输入电压,即可补偿电流

8、检测引脚,因此无需将电阻直接连到储能电容(需要高压电阻,待机能耗恶化等)上。由于仅在导通期间进行补偿,如果在关断期间没有其他作用,则电路不受干扰。如果有负电压干扰控制器,串联二极管就会将其阻挡。下面从补偿值分解不同的步骤：1. 假设可根据方程9建立157mV的补偿值。2. 在高线条件下(VinHL =400V),为防止在导通期间消耗过多功率,应选择Np:NOPP=1:0.1。因此,在补偿期间它将提供40V电压,可以采用低电压和低功率的标准电阻。3. 假设电阻Rskip为1k,那么用40V输入电压产生157mV补偿值需要的Roffset值为：Roffset = (VinHL x Np:NOPP -Voffset) / (Voffset / Rskip) = (40 - 0.157) / (0.157 / 1k) = 253k。4. 在低线条件下,剩余补偿值为(VinLL=100V):100×0.1×1/254=39mV,它会稍稍减小最大峰值电流：1-0.039 / 0.22 = 4.36A,并将减小值添加到传输延迟的基值Vin xtp / Lp上