卫星通信链路计算过程

1、创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日卫星通信链路计算过程之勘阻及广创作创作时间：二零二一年六月三十日星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的 载波功率与等效噪声温度比C/T 或者载波与噪声功率比 C/N、以及载波与干扰功率比 C/I,再求出考虑干扰因素的系统载噪比 C/(N+I)和载波的系统余量.上下行 C/T上行和下行 C/T 的计算公式分别为C/TU= EIRPE LossU+ G/TsatC/TD= EIRPs LossD+ G/TE/S式中的 EIRPE和 EIRPS分别为载波的上行和下行EIRP, Lossu和LOSSD分别为总的上行和下行传输衰

2、耗，G/TSat和 G/TE/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数.上式中的数据均为对数形式C/N 与 C/T 的关系C/N 与 C/T 的关系式为C/N = C/T - k - BWN= C/T + 228.6 BWN创作时间：二零二一年六月三十日式中的 k 为波兹曼常数 , BWN为载波噪声带宽 .式中的数据均为对 数形式 .C/I 与 C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有 , 上行和下行反极化干扰 C/1XP_U和 C/1XP_D、以及上行和下行邻星干扰C/1AS_U和 C/1AS_D另外, 还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰 C/IM .C/N 与 C/I 的合

3、成由多项 C/N 和 C/I 求取总的 C/N、 C/I 、以及 C/(N+I) 的算式为-1-1- 1(C/NTotal厂=(C/NU)-+ (C/ND)-(C/ITotal)-1= (C/IXP_U)-1+ (C/IAS_U)1+ (C/IM) + (C/IXP_D) + (C/IAS_D)-1(C/(N+I)-1= (C/NTotal)-1+ (C/ITotal)上述三个算式中的数据均为真数形式 .由多项 C/N 和 C/I 求取总的 C/(N+I) 的步伐也可为-1-1-1 - 1(C/(N + I)U)= (C/NU)+ (C/IXP_U)+ (C/IAS_U)(C/(N+I)D)-

4、1= (C/ND)-1+ (C/IXP_D)-1+ (C/IAS_D)-1+ (C/IM)-1(C/(N+I)-1= (C/(N+I)U)-1+ (C/(N+I)D)-1创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日上述两种分歧计算步伐所获得的结果是相同的.系统所需的 Eb/No与 C/N数字载波解调器对载波的每bit 能量与噪声密度之比 Eb/No通常有一个最低要求，由此数据可以求出系统所需要的最低C/N.C/N = Eb/No + 20log(RData) - BWN上式中的 Roata为真数形式的载波数据速率或信息速率，其余的数据均为对数形式系

5、统余量系统余量为系统的C/(N+I)与系统所需最低 C/N 之差值.数字载波的链路预算设计卫星通信线路时，通常先选定通信卫星和工作频段，根据卫星转发器的性能参数 和用户需求，选择系统所用的天线口径、调 制和编码方式，然后通过链路计算，验证所设计线路的可行性与 合理性.合理的设计应保证系统略有余量，同时使系统所占用的转发器功率资源与带宽资源相平衡.如果链路预算结果标明，在功率 与带宽相平衡时所得的系统余量过年夜或缺乏，可以改变天线口径，或调制、编码参数，对系统进行优化.考虑到目前的话音、数据通信和电视广播的主流是数字化，这里创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日只介绍数字载

6、波的 链路预算表.表中列举了几种分歧类型的业务，它们共用一个 36MHz 带宽的 C 波段转发器.载波带宽计算载波带宽时，通常按下式先从被传输的信息速率、纠错码率和调制方式，求出符号速率.符号速率二(信息速率/ FEC 编码率/ R-S 编码率)* 调制因子 如果有报头的话，应将其计入信息速率中.前向纠错(FEC)编码率通常为 1/2、2/3、3/4、5/6 和 7/8, Reed-Solomon 编码率经常使 用188/204.BPSK、QPSK 8PSK 禾口 16QAM 的调制因子分别为 1、 1/2、1/3 和 1/4.载波噪声带宽和占用带宽的取值应分别为符号速率的1.2 倍和1.4

7、倍.部份设备商强调其调制波的占用带宽可压缩到符号速率的1.35 倍甚至 1.3 倍，但通常不被卫星把持者所接受.在链路预算中，载波噪声带宽将被用于计算 C/T、C/N 和 丘/No之 间的关系，占用带宽将被用于决定载波工作频率，以及计算载波 的输出和输入回退量.输出和输入回退通信转发器的功放级多采纳行波管放年夜器（TWTA）或固态功率放年夜器（SSPA）.这两种放年夜器在最年夜输出功率点附近的输出/创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日输入关系曲线为非线性.多载波工作于同一个转发器时，为了防止 非线性放年夜器发生的交调干扰，必需使使放年夜器工作在线性 状态.这时，整个转发

8、器的输出功率远低于最年夜功率.采纳 TWTA的转发器在线性工作状态时的输出功率，通常比最年夜功率低4.5dB.也就是说，整个转发器的输出线性回退约为4.5dB.转发器的输入回退量可根据输出回退量，在放年夜器输出/输入关系曲线中查得.对采纳 TWTA 的转发器，输入回退量一般比输出回 退年夜6dB 上下.对应于 4.5dB 的输出线性回退，转发器的输入线 性回退约为10.5dB.在链路预算中，载波输出回退和输入回退将分别被用于计算载波 的下行和上行 EIRP.用户载波的功率分配功率和带宽同为转发器的重要资源.用户所能占用的转发器功率应与他向卫星公司租用的转发器带宽相平衡.在一般情况下，用户载波所

9、占用的转发器功率与转发器总功率的比值，应该和用户租用带宽占转发器总带宽的比例年夜致相等.载波功率的输出回退值与转发器线性回退之差值，即为载波占用转发器功率的比例.当载波在转发器中的功率占用率与带宽占用率相平衡时 ,OBOC= OBOXpd+ 10 lg (BWXpd/ BWC)创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日式中，OBOc为载波的输出回退值,OBOxpd为转发器的线性输出回退 值，BWxpd和 BVC分别为转发器带宽和载波租用带宽.上式标明，转发器的线性 输出回退值越低 , 或者载波带宽越宽 , 载波所分配到 的功率就越高；转发器带宽越宽 , 载波所分配到的功率就越

10、低 .SFD 与上行 EIRP转发器的饱和通量密度 SFD 反映卫星信道的接收灵敏度.接收灵敏 度越高 ,所要求的上行功率就越低 . 不外, 一味提高 SFD 其实不 是好事 . 因为降低上行功率的同时 , 也将相应降低上行载噪比和上 行抗干扰能力 .值得一提的是 , 通过调整转发器信道单位中的可变衰耗器 , 可以 改变 SFD的数值.因此，在转发器参数表中，一般会注明 SFD 是某 个衰减档的对应值 . 在取用 SFD 参数时 , 应 该根据参数表中的参 考衰减档与转发器以后所用衰减档的差值，对参数表中的 SFD 数值加以修正 .上行载波的 EIRP 可按下式求得，EIRPE= SFD -

11、载波输入回退 - G0+ 上行传输损耗式中的 G0为单位面积的标准天线增益.载波的上行 EIRP 用于计算上行 G/T 与上行站的天线发送增益和功放输出功率 .创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日上行和下行 C/TC/T 为载波功率与等效噪声温度之比 , 上行与下行 C/T 的计算公 式均为 ,C/T = EIRP - 传输损耗 + G/T计算上行 C/T 时, 上式中的 EIRP 为载波的上行 EIRP, 传输损耗 为上行损耗 , G/T 为转发器参数 . 计算下行 C/T 时, 上式中的 EIRP 为载波的下行EIRP, 传输损耗为下行损耗 , G/T 为空中接收

12、系统的参数 .链路预算的对象也可以是 C/N, 它与 C/T 的关系为 ,C/N = C/T - BWN- k式中，BWN为载波噪声带宽，k 为波兹曼常数.三项干扰因素的估算在链路预算中 , 除上行与下行的 C/T 或 C/N 外 , 通常还需考虑反 极化干扰、邻星干扰和交调干扰等因素 . 这三项干扰因素的计算 因数据缺乏而很难获得准确的结果 . 由于它们对链路预算结果的影 响很有限 , 为此 , 通常只采纳简化的估算方法 .反极化干扰应考虑被干扰信号与反极化干扰信号的功率谱密度之 比, 以及空中天线和卫星收发天线的极化隔离度的综合影响 . 假设 两个极化的转发器的工作状态相同 , 两个极化的

13、载波都只占用转 发器平均功率 , 反极化干扰的载波干扰比 C/I 即可简化为天线极 化隔离度的综合影响 .创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日一般而言 , 在邻星干扰中 , 下行干扰起决定作用 . 邻星干扰的 C/I 年夜致由双方载波在接收站点的下行 EIRP 谱密度之比与接收天线 的偏轴增益差(空中天线指向所用卫星的最年夜接收增益与指向 邻星的偏轴接收增益之差值)决定 .卫星把持者通常都要求用户为发送多载波的上行站功放预留足够 的线性回退 . 因此, 交调干扰可以只考虑由转发器引起的部份 . 交 调干扰的 C/I 年夜致由转发器的线性回退量和相邻载波与被计算 载波的功

14、率谱密度之比决定 .链路载噪比与系统余量链路预算需要综合考虑上行C/N 与下行 C/N、以及各种干扰所发生的 C/I, 最后求得相关载波链路的系统 C/N. 相关算式为(C/N)Total-1= (C/(N+I)Up-1+ (C/(N+I)Dn-1-1 -1 -1 -1= (C/N)Up-1+ (C/I)XpdUp+ (C/I)AdjUp-1) + (C/N)Dn-1+-1 -1 -1(C/I)XpdDn1+ (C/I)AdjDn-1+ (C/I)IM-1)创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日上式中，(C/(N + I)Up和(C/(N + I)Dn分别为上行和下行的载

15、波与噪声干扰比，(C/I)Xpdup和(C/1)XpdDn分别为上行和下行的载波与反极 化干扰比 ,(C/I)AdjUp和 (C/I)AdjDn分别为上行和下行的载波与邻星 干扰比，(C/I)IM为下行载波与交调干扰比.上式中，所有的原为对数形式的载波噪声比和载波干扰比 , 都需在换算为真数后 , 再进 行倒数求和计算 . 由此获得的系统 C/N, 还得再次换算为经常使用 的对数形式 , 单位为 dB.采纳分歧的调制和编码方式的数字载波 , 都对应有一个最低要求 的 E/No值.通过换算，可以求得相关载波所需的最低C/N 值.载波链路的系统 C/N 估算值与载波所需的最低 C/N 值之差 ,

16、为相 关载波的系统余量.在不考虑降雨衰耗时，系统余量以 1 到 2dB 较 为合适 . 余量太低时 , 系统工作将不够稳定；余量过高时 , 将增加 不需要的设备本钱 .干扰估算的简化处置上一节中 , 系统 C/N 也可通过综合上下行C/N 与上下行 C/I 求得. 算式可以相应变动为(C/N)Total= (C/N)Up&Dn+ (C/I)-1 -1 -1 -1= (C/N)Up-1+ (C/N)Dn-1) + (C/I)XpdUp+ (C/I)AdjUp+ 一般说来，载波噪声比(C/N)Up&Dn的估算结果较为准确，而载波干 扰比(C/I)Up&Dn的估算结果较为粗拙.-1Up&Dn创作时间：二零二一年六月三十日创作时间：二零二一年六月三十日实践中发现，当 C 频段的接收天线口径不小于 3 米时,(C/N)Up&Dn与(C/N)Total的差值通常为0.5到1dB;当Ku频段的接收天线口径 不小于1.2米时，(C/N)up&Dn与(C/N)Total的差值通常为 1 至U2dB.为 此，在上述接收天线口径条件下，可以省略原本就有些自欺欺人的载波干扰比估算.链路估算 时，可以只计算上下行链路的综合 C/N,然后减去 0.5 到 2dB 的干扰因素.如此的链路估算