永磁同步电机无速度传感器控制综述

1、永磁同步电机无速度传感器控制综述李永东 , 朱昊(清华大学 电机工程与应用电子技术系 , 北京 100084摘要 :永磁同步电机无速度传感器控制系统 , 通过测 量电机定子侧电流和端电压算出转子位置 , 替代了传 统的机械位置传感器 , 系统成本低、 可靠性较高。转子位 置可由开 环算法或通 过闭环观 测器观测得 到。利用 电机的非理想特性来提取转子位置信息 , 进一步将无速度传感器控制的范围扩展到低速甚至零速。对永磁同 步电机无速度传感器控制策略进行分类 , 详细介绍了各种速度观测方法 , 并比较了它们的优缺点。关键词 :永磁同步电机 ; 无速度传感器控制 ; 综述 中图分类号 :T M 3

2、51 文献标识码 :AOverview of Sensorless C ontrol of Permanent Magnet Syncoronous MotorsL I Yo ng -do ng , Z HU H ao(D ep ar tment of Electr ical Engineer ing, Ts inghua University , Beij ing 100084, ChinaAbstract:T o achieve senso rless co ntro l o f permanent magnet sy nchro no us moto rs (PM SM , infor

3、matio n on the r oto r speed is ex tr acted fr om measur ed stato r cur rents and fro m v oltages at moto r terminals. T raditional mechanical po sitio n sensor is replaced, and this results in a low co st and high reliable system. O pen -lo op est-i mator s o r clo sed -lo op obser ver s ar e used

4、for moto r po sitio n estimation. By explo iting the non -ideal pro pert y of moto r to acquire po sition infor mation, senso rless co ntro l is ex tended to low speed range even including zero. A r ev iew of the literature addr essing PM SM senso rless contr ol was pro vided. T he adv antag es and

5、disadvantag es of differ ent senso rless methods wer e discussed in details.Key words:permanent mag net synchr onous mo tor (P M SM ; sensor less contro l; o ver view作者简介 :李永东 (1962- , 男 , 博士 , 教授 , Email:liydm ail. ts inghua. edu. cn1 引言近年来 , 永磁同步电机调速系统已经成为交 流调速传动领域的研究热点。与传统的电励磁电 机相比 , 永磁同步电机 (PM S

6、M 具有结构简单 , 运 行可靠 ; 体积小 , 重量轻 ; 损耗小、 效率高 ; 电机的 形状和尺寸可以灵活多样等显著优点。和直流电 机相比 , 它没有机械换向器和电刷 ; 与异步电机相 比 , 它不需要无功励磁电流 , 因而功率因数高 , 定 子电流和定子电阻损耗小 , 在稳态运行时没有转 子电阻损耗 , 效率高 , 且转子参数可测、 定转子气 隙大、 控制性能好。永磁同步电机的矢量控制系 统能够实现高精度、 高动态性能、 大范围的速度和 位置控制 , 在数控机床和机器人等高精度、 高动态 性能以及体积小的伺服驱动应用场合 , PMSM 数 字控制系统逐渐成为主流。在高性能永磁同步电机控制

7、系统中 , 一般需 要在转子轴上安装机械式传感器 , 测量电机的速度和位置 , 以实现高性能的转速和位置闭环控制。 传统的检测电机转速和磁极位置的方法多采用光 电编码器或者旋转变压器等机械传感器。这些机 械传感器在实际应用中存在许多问题 :高精度、 高 响应的速度和位置传感器的成本较高 ; 机械传感 器在安装时可能出现同心度问题 , 与实际转子位 置出现偏差 ; 机械传感器的使用增加了系统的控 制接口和接线 , 降低了系统的可靠性 ; 传感器易受 环境影响 , 在恶劣环境中性能不稳定。为了解决 这一问题 , 需要研究永磁同步电机无速度传感器 控制方案 , 国内外学者在这一领域进行了大量的 研究

8、 , 提出了各种解决方案。永磁同步电机无速 度传感器控制方法大体可以分为 3类 :一类是基 于电机理想模型的开环计算方法 ; 另一类是基于 各种观测器模型的闭环算法 ; 最后是以高频注入 法为典型代表的基于电机非理想特性的算法。这 些方法各有优缺点 , 适用于不同的应用场合 , 本文 将对这些控制算法进行详细介绍。EL ECT R IC DR IV E 2009 V o l. 39 N o. 9电气传动 2009年 第 39卷 第 9期2 控制方法分类及介绍2. 1 基于电机数学模型的开环算法最早的永磁同步电机无速度传感器控制采用 的是基于电机数学模型的开环算法 , 如直接计算 法、 基于电感

9、变化的估算法以及反电动势积分法 等。这类方法计算过程简单 , 在电机参数正确的 前提下能够得到较为准确的转子位置估算结果。 2. 1. 1 直接计算法 1, 2定子两相静止坐标系下永磁同步电机的电压 方程包含定子电压、 电流及转子位置等物理量。 通过推导电压方程可以由电压、 电流等量直接计 算得到转子位置 , 文献 2中给出了转子位置角的 计算公式=arctan (A /B其中 A =u -Ri -L d p i + i (L q -L d B =-u +Ri +L d p i + i (L q -L d 该方法用来计算转子位置和速度的量都可以通过 实际测量得到 , 计算过程简单直接 , 不需

10、要复杂的 收敛控制算法 , 动态响应比较快。但由于它在计 算中用到了电流的微分 , 测量误差对转子位置的 准确观测影响很大 , 再加上它是一种开环计算的 方法 , 无法保证电机在受到噪声干扰或当参数变 化时仍能得到正确的结果。2. 1. 2 基于电感变化的估算方法对于内埋式永磁同步电机 , 三相的同步电感 都是角度 r 的函数 , 变化频率为基频的 2倍 3, 在任一瞬时时刻求得了电感的值 , 就可以根据电 感与角度间的对应关系求得转子位置角 r 。文献 4利用电机的相电压和相电流值 , 实时计算出当 前位置电机定子的相电感 , 通过比较电感计算值 与实测值得到转子的位置。由于在暂态和低速时

11、不容易准确地得到电机的反电动势 , 所以计算得到 的电感值也会有误差 , 造成估算的转子位置产生误 差。同时 , 计算电感然后通过查表来得到转子位置 本质上是一种开环计算的方法 , 算法的收敛性能得 不到可靠的保证。此外速度估算结果受参数变化 的影响比较大 , 尤其当电感由于饱和而发生变化 时 , 通过查表得到的角度值会有很大的误差。 2. 1. 3 反电动势积分法 5, 6电机稳定运行时 , 定、 转子磁链 保持同步 旋 转 , 两者之间角度差为负载转矩角 , 可以通过计算 定子磁链相角来得到转子位置。定子磁链可以利 用电压方程 , 由反电动势积分求得 :r d s = (v r d s -

12、R s i r d s d t r q s = (v r q s -R s i r q s d t 定子磁链相角s=arctan ( r q s / r d s 但是纯积分环节的存在会带来零漂、 相移等 一系列问题 ; 而且 , 该方法对电机参数的依赖性比 较大 , 当由于温度变化、 磁路饱和效应等引起电机 参数发生变化时 , 速度观测的精度随之下降。同 直接计算法一样 , 该算法在本质上是开环的方法 , 无法满足一些高性能控制场合的要求。2. 1. 4 扩展反电动势法 7, 8定子两相坐标系下凸极永磁同步电机的电压 方程要比隐极永磁同步电机复杂得多 , 许多适用 于隐极永磁同步电机的基于计算

13、电机反电动势的 速度观测方法不能直接应用到凸极机上。扩展反 电动势法是针对以上问题而 提出的一种解 决方 案。改写转子同步坐标系下电机电压方程为v dv q=R +p L d - re L qr e L q R +p l qi de+(L d -L q ( re i d -p i q + re K如果再将该方程通过坐标变换转换到定子两相坐 标系下 , 可以看到上述电压方程中只有最后一项与 转子位置角有关 7, 因此构造扩展反电动势如下 : E e x =(L d -L q ( re i d -p i q + re K E该扩展反电势包含了转子位置信息 , 可以参照隐 极机的计算方法 , 利用扩

14、展反电势获得转子位置 和电机转速。文献 8给出了一种基于扩展反电 动势的自适应方法来观测电机速度 , 仿真和实验 证明了该方法 的有效性。通 过构造扩展反 电动 势 , 电机模型可以看作隐极式、 凸极式永磁同步电 机的统一数学模型 , 从而使得找到一种适用于永 磁同步电机高速运行时转速估算的统一方法成为 可能。但是扩展反电动势中包含转子同步坐标系 下的 d, q 轴电流分量 i d 和 i q , 在电机动态过程中 这两个值是变化的 , 由此得到的扩展反电动势不 为恒定的值 , 因而在观测转子速度和位置时会引 入较大的误差。2. 2 观测器基础上的闭环算法开环计算的方法 原理简单 , 动态 响

15、应较快。 但是这类方法极易受参数变化影响 , 算法不稳定。 随着自动控制技术的发展 , 国内外学者研究了基 于各种观测器的闭环算法 , 当前应用较为广泛的4有扩展卡尔曼滤波器、 滑模观测器、 模型参考自适 应算法以及其它自适应算法等 , 永磁同步电机无 速度传感器控制在速度观测精度和系统的稳定性 上都有了很大的提高。2. 2. 1 扩展卡尔曼滤波法 (EKF卡尔曼滤波器 是由美 国学者 R. E. Kalman 在 20世纪 60年代提出的一种最小方差意义上的 最优预测估计的方法 , 它的突出特点是可以有效 地削弱随机干扰和测量噪声的影响。扩展卡尔曼 滤波器是卡尔曼滤波在非线性系统中的一种推广

16、 形式 , 计算过程包含以下几个环节 :预测环节x e k |k -1=x e k -1|k -1+F (x e k -1|k -1 x e k -1|k -1+ B (u k -1 T cP k |k -1=P k -1|k -1+(F k -1P k -1|k -1+P k -1|k -1F k -1 T c +Q d校正环节x e k |k =x e k |k -1+K k y k -h(x e k |k -1 P k |k -1=P k -1|k -1+(F k -1P k -1|k -1+P k -1|k -1F k -1 T c +Q d卡尔曼增益K k =P k |k -1H k

17、 (H P k |k -1H k +R -1选择不同的状态变量可以构造出不同的扩展卡尔 曼滤波观测器 , 如定子两相坐标系下的 9, 10x =i i x = 或转子同步坐标系下的 11x =i d i q 定子坐标系下的卡尔曼滤波观测器不需要旋转坐 标变换 , 但是对凸极永磁同步电机来说由于状态 方程的系数矩阵参数是变化的 , 矩阵求逆的运算 量很大。转子同步坐标系下的扩展卡尔曼滤波方 法的优点在于状态方程的系数矩阵是常数阵 , 求 逆运算量小 , 因而比较适用于凸极永磁同步电机。 除此之外还有降阶的扩展卡尔曼方法以及 5阶卡 尔曼滤波方法等 , 如文献 12提出了一种降阶线 性卡尔曼滤波方

18、法 , 选正交量 y =cos sin 作为输出变量 , 由此得到的观测误差协方差矩阵 P 是常系数的 , 较大地降低了运算量。扩展卡尔曼滤波器能有效地削弱随机干扰和 测量噪声的影响 , 观测器的输出能很快跟踪系统 实际状态 , 但扩展卡尔曼滤波器的算法比较复杂 , 需要矩阵求逆运算 , 计算量相当大。另一方面 , 这 种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特性已 知的基础上的 , 由于模型复杂、 涉及因素较多 , 使 得分析这些参数的工作比较困难 , 需要通过反复 试验才能确定 合适的特性参 数。此外有研 究指 出 , 若在静止坐标下选定子电流为状态变量 , 电机 启动过程中算法可能收敛到错误

19、的结果 , 需要采 用特定措施来避免该错误 13。2. 2. 2 模型参考自适应法 (MRAS模型参考自适应法是一种比较常用的估算转 子位置和速度的方法 , 具有算法简单、 易于在数字 控制系统实现的优点。其主要思想是将含有待估 计参数的方程作为可调模型 , 将不含未知参数的方 程作为参考模型 , 两个模型具有相同物理意义的输 出量。两个模型同时工作 , 并利用其输出量的差 值 , 根据合适的自适应率来适时调节可调模型的参 数 , 以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。 文献 14采用了基于定子磁链矢量的参考模 型和可调模型的 MRAS 方法。用电压模型和电 流模型分别计算定子磁链 , 采用

20、自适应算法调节 上述两种模型计算的定子磁链一致 , 进而观测出 电机转速。该方法的缺点是观测器的精度依赖于 电机参数的准确性 , 尤其是电压模型中 , 定子电阻 随电机温升变化对定子磁链 的计算结果影 响较 大。对此 , 文献 15提出了一种结合高频注入法 的混合控制方法 , 利用高频注入法得到的转子观 测角误差信号修正电压模型 , 从而得到更为精确 的速度观测结果 , 在较宽的速度运行范围内得到 了很好的稳态观测精度和动态响应速度。针对参数变化对速度观测器的影响 , 有学者 提出了基于无功功率的模型参考自适应速度观测 方法 16, 参考模型和可调模型的无功功率分别定 义为Q ref =v q

21、 s i d s -v d s i q sQ est = s L q i 2q s可调模型的无功只与电机定子 q 轴电感有关 , 较 大地降低了电机参数不确定性的影响。但是文中 在推导过程中进行了简化处理 , 可调模型的无功 忽略了电流微分项以及定子 d 轴电流的作用 , 因 而速度观测器动态响应性能不佳。此外文献 17给出了一种基于定子电流的模 型参考自适应法 (见图 1 , 用电机本身做参考模 型 , 根据稳定性原理得到速度估计自适应公式 , 系 统和速度的渐近收敛性由 Po pov 超稳定性 理论 保证。该方法实现起来比较简单 , 适用于一些对 低速精度要求不高的场合。 图 1 基于定子

22、电流的模型参考自适应法 Fig. 1 M RAS -Based on stator cu rren t estimation2. 2. 3 自适应控制文献 18给出了一种依赖于转子磁链的自适 应控制算法 (见图 2 , 用磁链观测的电压模型法 来观测转子位置。由于电压模型法中的纯积分环 节存在误差积累和漂移问题 , 文中通过观测磁链 幅值与参考磁链幅值间的差来校正转子磁链。该 算法的观测精度依赖于转子磁链 r , 电机在运行 时转子永磁体磁链不是恒定不变的 , r 的变化会 对自适应算法带来计算误差甚至使算法收敛到错 误的结果 ; 另外 , 该自适应方法也是基于电机的基 频方程 , 仍受电机参

23、数不确定性的影响。图 2 自适应控制速度观测 Fig. 2 Adaptive control2. 2. 4 滑模观测器常规的基于线性系统的观测方法在非线性系 统工作点发生变化时 , 无法保证仍能得到准确观 测结果 ; 同时 , 参数的不确定性会对观测器的准度 产生影响 , 很多速度估算方法都受到这一问题的 困扰 , 为此有学者提出用滑模观测器观测电机速 度。该方法基于观测电流与实际电流间的误差来 设计滑模观测器 , 并由电流的误差来重构电机的 反电动势、 估算转子速度19, 20: d t =-L +L -1L sig n ( i d t =-L +L-1Lsig n ( i 由此得到反电动势

24、估测值e =k sign (i -i c /(s + c e =k sign (i -i c /(s + c 滑模控制速度观测算法的重点在于滑模面的选择 以及滑模增益的选取 , 既要保证算法的收敛性以及 收敛速度 , 同时也要避免由于增益过大而造成电机 运行引入过大的脉动。当电机长时间运行时 , 定子 电阻阻值会由于发热而增大 , 文献 21给出了利用 滑模观测器同时估算转子速度和辨识定子电阻的 方法 , 并通过实验验证了该方法的有效性。由于滑模观测器受系统参数变化以及外部扰动的影响小 , 观测结果具有很好的鲁棒性 , 但是滑 模变结构控制在本质上是不连续的开关控制 , 使 得电机引入额外的电

25、压、 电流噪声信号 , 引起系统 发生抖动。由频繁切换引起的抖动对于矢量控制 在低速下运行也是有害的 , 将会引起比较大的转 矩脉动。为了提高观测器的响应速度需要提高切 换的频率以及增益 , 但另一方面高的切换增益会对速度的估算精度造成较大影响 , 因此针对电机 不同的运行情况需要通过实验调试来选择合适的 参数。此外 , 滑模控制通过观测电机的反电动势 来得到速度 , 低速下由于电机的反电动势值较小 , 且易受系统量测误差的影响 , 滑模观测器将不能 得到很好的观测结果。基于控制理论的各种速度观测算法如扩展卡 尔曼滤波法、 模型参考自适应法、 滑模观测器等应 用在无传感器控制系统的研究中都存在

26、一定的问 题。尽管在此基础上提出了许多新方法 , 但是所有 这些适用于高速运行的无传感器控制技术都是直 接或间接地基于从反电势中提取位置信号 , 通过电 机的电压方程计算出所感应的电动势来进行转子 位置的估计。由于反电势幅值与速度成正比 , 当转 速很低甚至到零速时反电动势的信噪比小 , 加之其 它干扰因素 , 不能精确地估算转子速度和位置。 2. 3 基于非理想特性的方法为了解决低速下的速度观测问 题 , 1993年 , M atthew J. Corley 和 R. D. Lorenz 提出了采用 高频信号注入方法进行永磁同步电动机的低速和 零速转子位置估计技术 , 该方法利用凸极机自身

27、的凸极特性或者在高频信号下隐极机所表现出来 的凸极特性来估算电机转子位置和转速 , 是当前 永磁同步电机无机械传感器低速运行最有效的方 法。从 20世纪 90年代末期至今 , 国外已经有越 来越多的人研究低速和零速永磁同步电动机的无 传感器控制技术 , 并不断有新的方法出现。62. 3. 1 高频注入法高频注入方法通过给电机注入高频电压或电 流 , 并检测相应的电压 /电流响应来获取转子位置 和转速。此种方法要利用电机本身凸极特性或者 由饱和引起的凸极效应 , 因此针对凸极机和隐极 机都有相应的高频注入方法。根据注入信号的不 同 , 高频注入法可以分以下几类。1 旋转高频电压注入法基本原理是在

28、基波励 磁上叠加一个三相平衡的高频电压激励 , 由此高 频电压矢量感应出的电流矢量包括 2个分量 :正 序分量和负序分量 , 负序分量包含转子位置信息。 i s q di =i ip e j i (t - /2+i in e j 2 r - i (t + /2电流的正、 负序分量分别为i ip =(L - L v iii in =(L - L v i i式中 :v i 为注入高频电压的幅值。当电机存在凸极时 , 感应出的电流矢量轨迹 是一个椭圆 , 文献 22, 23提出了利用外差法和跟 踪观测器来根据电流矢量获得转子位置。此种方 法可以应用于较宽的速度范围 , 低速时也能够得 到较好的估算结

29、果。2 旋转高频电流注入法 24是在基波 励磁电 流上叠加一个三相平衡的高频电流激励 , 根据旋 转高频激励下的永磁同步电机的简化数学模型 , 可以得到高频电压矢量 , 其中负序高频电压分量 的相位中包含转子位置信息。为了准确获得含有 转子位置信息的负序高频电压分量 , 需要对传统 单一的 PI 调节器进行相应的改进 , 以使其在任何 注入电流频率下都能够同时调节基频电流分量和 高频电流分量。与旋转高频 电压信号注入 法相 比 , 旋转高频电流注入法的最大优点是注入较小 幅值的电流信号就能够获得相对幅值较大的包含 转子位置信息的电压信号。3 高频脉振电压注入法 25(见图 3 是在估算 的转子

30、同步旋转坐标系 d -q 中的 d 轴上注入高 频正弦电压信号 (V inj sin ( h t , 利用电机交直轴 高频阻抗的不同来获取转子位置和转速。对 q 轴 高频电流信号先进行带通滤波 , 将带通滤波结果 与高频信号 -sin ( h t 相乘并经 低通滤波 , 即获 得转子位置估计器输入误差信号 ir=K err r , 然后 利用 bang -bang 控制器或 PI 控制器来得 到电机 转子位置和转速估算值。高频注入法依赖外加持续高频激励来显示凸 极性 , 该方法与电机转速和反电动势无关 , 能够解图 3 高频脉振电压注入法Fig. 3 S cheme diagram of H

31、F in jection决低速甚至零速下转子位置的估计 , 而且由于跟 踪的是转子的空间凸极效应 , 因此对电机参数的 变化不敏感 , 鲁棒性好。用来观测电机转速的电 压电流其频率远高于电机的运行频率 , 避免了与 电机正常工作电压、 电流相互影响。此外 , 对那些 凸极特性不明显的表贴式永磁同步电机 , 可以采 用高频脉振电压注入法 , 在电机 d 轴注入信号利 用饱和效应来观测电机速度 26。但是高频注入法也存在一些不足。电压注入 的方案中对电流信号的滤波影响了电流控制器的 动态性能 ; 电流注入需要电流控制器的带宽很大 ; 检测的磁场角度受负载影响 而并非为转子 磁通 角 , 还要对检测

32、 角度进行补偿 , 补偿需 要电机参 数 , 使其鲁棒性的 优点减弱 27; 高频注 入法需要 施加足够大幅值的电压或电流激励来产生高频信 号响应 , 这会降低逆变器的电压利用率 ; 同时 , 注 入的高频信号会产生额外的电磁转矩 , 这对电机 的正常运行会产生一定影响 ; 此外 , 滤波器的使用 会带来相移和幅值畸变等一系列问题 , 并且使得 观测结果的动态响应不是十分理想。2. 3. 2 低频注入法近两年 , 有学者提出了适用于低速范围电机 速度观测的低频信号注入法。将某个特定频率的 电流注入到电机观测 d 轴 , 如果坐标系定位不准 , 观测 d 轴与实际的转子同步坐标系的 d 轴不一致

33、 , 注入的电流就会产生一个额外的交轴高频转矩 , 引 起电机附加的高频振动。由高频转矩可以推算出 与坐标定位角度误差成正比的误差信号 :e c q 22m cJ csin ( c t采用闭环控制算法使该误差信号收敛到零 , 就能 把观测的同步坐标系准确定位到实际转子同步坐 标系。实验结果表明该方法在低速至零速都取得 了良好的速度观测结果 , 用它实现的无机械传感 器控制在低速下能够得到平滑的输出转矩 28。 低频注入法与高频注入法在原理上有相似的电气传动 2009 年 第 39 卷 第9期 李永东 , 等 : 永磁同步电机无速度传感器控制综述 地方, 都是利用额外的激励来观测电机转子位置 ,

34、 但是后者利用的是电机简化的高频电压方程 , 而 低频注入法在估测转速时采用的是电机机械运动 方程。它们的应用场合也不同 , 低频注入法适用 于隐极永磁同步电机, 电机的凸极效应会影响该 方法观测结果的正确性, 这与利用电机凸极效应 观测转速的高频注入法相比有很大的不同。低频 注入法注入电 流的频率与 p / J 的大小有关 , 通 常在几 H z 到几百 H z 之间。该方法转子角度的 观测精度与电机的转动惯量 J 有关 , 如果电机转 动惯量过大, 观测效果将会变差。 2. 3. 3 INFORM 低速或零速下, 通过检测电机反电动势来计 算速度不能得到满意的结果。有研究指出, 由于 内埋

35、式永磁同步电机自身的凸极特性 ( 或由于饱 和引起的凸极效应 , 定子绕组电感随转子位置的 改变而发生周期性的变化, 可以利用这一特性来 提取转子 位置 信息。文献 29, 30 提出 了称 为 INF ORM 的方 法 ( indirect flux det ect io n by on line react ance measurement 。文中定 义了如 下 复电感 l INFO RM = us / ( di s / d 或复电导 y INF ORM = lIN FORM - 1 = y 0 y e j( 2 m - 2 u 该复电导与转子位置有直接的对应关系, 通过计 算复电导可以得

36、到转子位置 , 计算过程十分简单 并且不依赖于电机方程 , 对参数变化的鲁棒性强。 但该方法的应用前提是认为磁场在空间是正弦分 布的, 磁场的畸变会对观测结果不确定产生影响 ; 另一个问题是用来观测转子位置的测试电压会产 生额外的电流脉冲 , 影响电机的正常运行。 2. 4 初始位置检测 转子初始位置的检测是永磁同步电机无传感 器控制中的一个重要问题, 对于保证永磁同步电 机启动性能非常重要。转子初始位置检测不准确 会降低电机的启动转矩 , 严重时会造成电机反转 , 为此需要研究在静止时的转子位置估算方法。目 前 , 进行初始位置检测的两种基本方法是脉冲电 压注入法和高频信号注入法 , 前者利

37、用脉冲电压 引起的电流响应来估算转子位置 , 后者利用电机 d, q 轴的磁路的不对称, 用高频信号激励性来获 取转子位置误差信号, 观测转子位置。 2. 4. 1 8 脉冲电压法( 方法 1 凸极永磁同步电机的三相电感随着转子磁极 2 位置的不同而变化, 相电感值与转子位置成三角 函数关系。基于这一原理 , 文献 31 给出了一种 利用电压脉冲来测转子初始位置的方法。在文中 提出的方法中, 向静止状态下的电机施加预设的 电压脉冲, 测量三相绕组各自的峰值响应电流( 见 图 4 。根据电流响应判断转子位置所处的区间 , 然后利用反三角函数计算得到转子位置。由于计 算过程作了近似 , 该种方法估

38、算转子位置的结果 不是十分精确。 图4 Fig. 4 脉冲测试电压和电流响应 T es t volt ag e and cur rent res ponse 32 2. 4. 2 脉冲电压法( 方法 2 当定子电枢电流产生的磁链与转子永磁体磁 链方向相同时, 定子铁心的饱和程度增大 , 等效电 感值减小。反之定子铁心的饱和程度减小, 等效 电感值增加。由于定子铁心的饱和特性, 使得定 子绕组中顺磁方向的电流比去磁方向的电流绝对 值大。因此对于隐极永磁同步电机可以通过给定 子绕组施加一系列大小相等方向不同的电压脉冲 并检测其相应电流的方法来获得转子的初始位置 ( 见图 5 。随着电压矢量接近转子

39、的 N 极, 由于 磁场的饱和效应, 相应的定子电流逐渐增加。通 过检测电流的最大值, 就可以得到转子的初始位 置。给出了测转子初始位置需要发出的电压脉冲 矢量, 理论上采用该方法转子位置估算精度能达 到 0. 937 5 , 整个估算过程不需要电机的参数, 也 不需要额外的硬件设施 , 实现起来十分方便。 图5 Fig. 5 用于检测转子初始位置的电压脉冲矢量 V olt ag e vect ors f or rot or init ial posit ion det ect ion 2. 4. 3 高频信号注入法 高频信号注入法原理是在估测的转子 d 轴( 或 李永东 , 等 : 永磁同步

40、电机无速度传感器控制综述 电气传动 2009 年 第 39 卷 第9 期 q 轴 注入脉冲激励, 当估测位置与转子实际位置 不一致时电机的转子观测 q 轴 ( 或 d 轴 会有含位 置误差的响应信号 , 采用控制算法使该误差信号趋 于零, 就能得到准确的转子位置。该方法也可以用 进行定子转子初始位置检测。以高频电流注入法 为例 33 , 如果在电机的 d 轴注入一高频电流信号 I h cos ( h 3 基于电机非理想特性的方法避免了直接计 算电机反电动势, 而是用特定频率的激励来获取转 子位置信息, 在电机低速甚至零速都取得了较好的 结果。但是电机在运行过程中需要 持续的 激励 , 降低了逆

41、变器的电压利用 率。此 外由于这类方 法信号处 理过 程较 为复 杂, 动态性 能不 是十 分 理想。 由于高低速方法原理不同, 各自适用于不同 的速度范围。为了实现永磁同步电机全速度范围 的无速度传感器控制, 需要将高低速方法结合起 来 , 当电机达到某个设定的速度时进行切换。 参考文献 1 N aidu M , Bos e B K . R ot or Posi tion Est imati on Sch eme of a Perman ent M agnet Synchronous M achin e for H igh Per f ormance V ariab le Speed D r

42、ive C 48- 53. 2 H oqu e M A , R ah man M A . Speed an d Pos iti on Sen sorless Permanent M agnet Synch ronous M ot or D rives C CanaIEEE IA S , 1992, 1: t , 得到高频电压响应 q 轴分量 r * 1 ( L d - L q sin ( 2 ve q = 2 p ie dh 含有转子初始位置误差信息 , 可以通过旋转坐标 变换解调和低通滤波可以提取出该误差信号 , 然 后经 PI 调节器来跟踪转子位置。但是提取得到 的误差信号可能有两个解 (

43、 r 和 r + , 需要 通过极性检测来得到正确的转子位置。由于磁路 的饱和特性, 电机在顺磁、 去磁方向定子电感值不 同 , 可以据此来判断转子磁极极性。包含了极性 检测的电机初始位置检测流程如图 6 所示。当注 入的是高频电压时可以得到类似的结果 , 如果 注入一个高频电压 v i ej i t 到电机, 得到的高频电流 响应包含两部分 : 与高频电压矢量相同转向的正 序分量和相反旋转方向的负序电流分量。可以看 到 , 后一部分包含有转子位置信息, 可以利用数字 信号处理技术提取出转子的初始位置。 34 dian Conf erence on El ect rical and Compu

44、t er En gineering, 1994, 2: 689- 692. 3 Fit zgerald A E, K ingsl ey C K , U man s S D . Elect ric M achin ery M . Fourt h Ed. N ew Y or k: M cG raw - Hil l, 1983. 4 K ulkarni A B, E hsani M . A N ovel Posit ion Sen sor Eliminati on T echnique f or t he Int eri or Permanent - m agnet Syn chronous M o

45、t or D rive J . IEEE Transact ions on In dust ry A p plicat ions, 1992, 28( 1 : 144- 150. 5 Wu R , Slemon G R . A Permanent Magnet M ot or Drive Wit h out a Shaft Sensor C IEEE Industry A pplicat ions Society Annual M eet ing, 1990, 1: 553- 558. 图6 Fig. 6 高频电流注入法电机初始位置检测 6 Bose B K. M odern Pow er E

46、lectronics and A C Drives M . Pearson Educat ion N ort h A sia Limited and China M achine Press, 2002. H F inj ect ion -rot or ini tial posit ion det ect ion 3 结论 本文介绍了永磁同步电机无速度传感器控制 7 Ch en Zhiqian , T omit a M , Ich ikaw a S, e t al . Sen sorless Cont rol of Int er ior Per man ent M agnet Synchron

47、ous M ot or by Est im at ion of an Ex tended Elect romot ive Force C IEEE Indus try A pplicat ions Con feren ce, 2000, 3: 1814 1819. 算法, 总结了各种方法的优缺点。 1 基于电机理想模型的开环方法计算过程简 单 , 动态响应迅速 , 但是这类方法易受参数不确定 性和测量噪声影响 , 一般不直接采用。 2 闭环算法由于引入了反馈校正环节, 算法 的收敛性得到了可靠保证, 观测器对参数变化的 鲁棒性较好, 但是如何提高动态条件下尤其在电 机启动时算法的收敛速度还需要

48、作进一步研究。 由于在低速下永磁同步电机的反电动势较小 , 基 于电机理想模型的算法, 速度观测结果在低速时 均不理想。 10 9 8 Hasegaw a M , H at ta H , M at sui K . A dapt ive Fl ux O bs erver on St at or Frame and It s D esi gn Based on - Pos iti ve R eal Prob lem f or Sensorl ess IPM D rives C 32nd A nnual Conf erence of IE EE Indust rial El ect ronics S

49、ociet y, IEC ON , 2005: 6- 10. Bolognan i S , O boe R , Zigli ot t o M . Sensorless Full digit al PM SM Dri ve w it h EK F Est imat ion of Sp eed and Rot or Posit ion J . IEEE Transact ions on Indust rial El ect r oni cs, 1999, 46( 1 : 184- 191. 张猛. 无机械传感器永 磁同 步电 机控制 及磁 链观 测 D . 北京: 清华大学 , 2007. 9 电

50、气传动 11 2009 年 第 39 卷 第9期 24 李永东 , 等 : 永磁同步电机无速度传感器控制综述 Ribeiro L A , Degner M W , Briz F, et al . Comparison of Carri er Signal V olt age and C urren t Injecti on f or t he Est i m at ion of Flux A ngl e or Rot or Posit ion C 1998, 1: 452- 459. 25 Jang Ji hoon, Sul Seung - ki, Ha Jung - ik, et al .

51、Sen sorless D rive of Su rface -m ou nt ed Perm an ent - magn et M ot or by H igh - fr equen cy Si gnal Inj ect ion Based on M agnet ic Sali en cy J . IEEE T rans act ions on Indus try A pplicat ions, 2003, 39( 4 : 1031- 1039. 26 Jan g Ji H oon , Ha J ung - Ik , O ht o M , e t al . A nal ysis of Per

52、 m anent M agnet M achin e for Sen sorless Cont rol Based on High Frequ ency Signal Inject ion J . IEE E T ran sacti on s on In dust ry A pplicat ions, 2004, 40( 6 : 1595- 1604. 27 李明才 , 李永东 . 感应电 机高 性能 无机 械传 感 器控 制系 统 10. 28 E skola M , T uus a H . S ens orl es s C on tr ol of S al ient Pol e PM S

53、M U sing a L ow-fr equency S ignal Inject ion C Euro回顾、 现状与展望 J . 电气传动 , 2004, 34( 1 : 4IEEE IA S, Bol ogn ani S, Tu bian a L, Zigl iott o M . EK F -b as ed Sen sor l ess IPM Syn chronous M ot or Dri ve for Flux-w eakening A pplicat ions J . IE EE T ran sact ion s on Indus t ry A pplicat ions , 2003

54、, 39: 768- 775. 12 H uan g M C, M os es A J, A n ayi F, et al . Linear K alman Filt er ( LK F Sensorl ess Cont rol f or Permanent M agnet Synchronous M ot or Based on Ort h og onal Out pu t Linear M odel C In t ernat ional Symposi um on Pow er Elect ron - ics, Elect rical Dri ves, A ut omation and M

55、 oti on , SPEE D A M , 2006: 1381- 1386. 13 Bolognani S , Zigliot t o M , Zordan M . Ext en ded - ran ge PM SM Sensorl ess S peed Drive Based on St ochast ic Fil t e ring J . IEEE Trans act ions on Power Elect ronics, 2001, 16( 1 : 110- 117. 14 A ndreescu G D . Posit ion and S peed Sensorless Cont r

56、ol of PM SM Dri ves Based on A dapt ive O bserver C Pr oc. 1999, CD -RO M . 15 Piip po A , Lu om i J. A dapt ive O bserver Combined w it h HF Signal Inj ect ion f or S ensorl es s Cont rol of PM SM Drives C IEE E Int ernational Conf er ence on El ect ric M achines 29 E PE ' pean Conf erence on P

57、ow er E lect ron ics and A pplicat ions, 2005, 1: 10- 14. Schr oedl M . O perat ion of t he Permanent M agnet Syn chron ou s M achine W it hout a M ech anical Sen sor C 4t h IEE and Dri ves, 2005, 2: 674- 681. 16 Maiti Suman, Chakrabort y Chandan. Reactive Power Based Speed Sensorless Cont roller fo

58、r Permanent Magnet Synchronous M otor Drive C IEEE International Conf erence on In - Con feren ce on Pow er E lectr on ics and V ariabl e -speed Drives, 1990, 1: 51- 56. 30 Sch rodl M , Lambeck M . St ati st ic Prop ert ies of t he INFO R M M et h od f or H ighly D ynam ic Sensorless C on tr ol of PM M ot ors D ow n t o S tandst ill C T he 29t h A nnual dust rial Technology, ICIT, 2006, 1: 247-