顺向式变压器设计原理

1、顺向式变压器设计原理(Forward Transformer Design Theory)第一节. 概述. 顺向式(Forward)转换器又称单端正激式或buck式转换器.因其在原边绕组接通电源VIN的同时绕组把能量传递到输出端故而得名. Forward变换器中的变压器是一个纯粹的隔离变压器. 因此,在副边输出端须附加储能电感器L,用以储存及传送能量. Forward变压器之转换功率通常在50500W之间.其优点有: 1. 正激式变压器通常使用无气隙的CORE,电感值L较高,原副边绕组之峰值电流较小( =LI).因而铜损较小. 2. 开关管Tr的峰值电流较低.开关损耗小. 3. 适用于低压.大

2、电流.功率较大的场合.第二节. 工作原理 正激变换器的主回路如图 1. 当开关管Tr导通时原边绕组Np有电流Ip流过.,因副边绕组Ns与Np有相同的同铭端.故副边绕组通过D2把能量传递到输出端.当Tr关断时续流二极管D3导通释放电感L中的能量给负载.在Tr ton时,变压器原边电流Ip=Im+Iload.其中磁化电流Im是无法传送到副边的能量. 在Tr toff期间此磁能无法被泄放,磁化能量将引起较高的反压加在Tr之C . E极间而损坏Tr.另一方面磁化能量的存在将使变压器CORE趋于饱和, 产生很大的集电极电流Ic, 使Tr损坏.为解决上述问题,通常在变压器中设置一消磁绕组NR, 将磁化能量

3、反馈到电源输入端. 当Tr ton时,储能电感L内的电流将直线增加,如下式所示: diL / dt=Vs-Vo / L 而Tr集电极电流Ic=Ip可用下式表示: Ic = Ip= Iload+Im = IL / n+(TS* Dmax*VIN) / L 式中 n: 初级与次级之匝数比(Np/Ns) IL: 输出电感电流,即输出负载电流.(A) Im: 磁化电流.(A) Ts: 工作周期. Ts=1/fs (s) Dmax: 最大导通占空比 (Dmax = ton/Ts) L: 输出电感器之电感值 (uH) VIN: 输入直流电压 (V) 变压器磁化电流可由下式求得: Im = VIN*ton

4、/ Lm = VIN*TS*Dmax / Lm 因为 Vout = Dmax*VIN / n ( U=e=N*d/dt= N*Ae dB / dt=d/dt=Ldi/dt) 而 VIN = n*Vout / Dmax 所以 Im = 0t VIN*dt / L = n*TS*Vout / Lm 则Ic之关系式可改写为: Ic= Ip = IL / n+n*Ts*Vout / Lm 若忽略磁化电流部分,原边峰值电流Ic为: Ic = Ip = IL / n = 2Pout / (*VIN*Dmax) 式中 IL=Io :负截电流 (A) ; Pout: 输出功率 Pout=Vo*Io (W) 设

5、= 80%. Dmax=0.4. 则 Ic = 6.2Pout / VIN 当Tr导通时间结束时,副边峰值电流 Is 为: Is = IL+ton*(Vs-Vo+Vf) / 2L Vf: 二极管正向压降. 在能量转换过程中,次级电流对磁芯起去磁作用,初级电流仅有很小一部分用来磁化磁芯.依据变压器原理,次级在初级有反射电流Is. Is = Ns*Is / Np = Is / n 则 Np* Is= -Ns*Is 如果激磁电感Lm为常数,激磁电流Im线性增长,并等于原边电流与反射电流之差: Im = VIN*ton / Lm = Ip-Is = (Ip-Is*Ns) / Np 磁化电流在导通时间结

6、束时达到最大,当Tr toff时,副边感应电势反向,二级体D2截止.Is=0, ton期间存储在磁场中的激磁能量ER=(LI2m / 2)在toff时应有释放通路,且须保持与储能时间相同.因为当正.负伏秒值相同时Im方才等于零,如此,复位时间tr为 tr VIN*ton / ER NR*ton / Np式中NR为消磁绕组圈数. 因为 NR=Np. 则 trton, 所以Dmax需低于50% 第三节. Forward 变压器设计方法. 一. Forward Transfotmer 设计时之考虑因素: 1. 铁芯饱和问题.选用饱和磁通密度Bs尽量高,剩余磁通Br尽量低的CORE,使其能承受大的磁场

7、也就是大的电流,实现小体积大功率. 2. 电压的准位性.在多路输出变压器中,各绕组的伏特秒尽量保证一致,各绕组之电流密度应保持一致,使损耗有相同值. 3. 传输功率.应考量在额定输出功率下应留有一定余量,通常功率余量不应小于10%. 4. 电流容量.有足够的电流容量,以减小耗损. 5. 工作频率.将决定CORE的B和导线直径. 6. 磁化电流Im .应使磁化电流尽可能低,激磁电感尽量大.所以需用高磁导率的CORE. 7. 损耗P . (P=Pfe+Pcu) a. 铜损Pcu包括低频损耗和高频损耗,低频损耗很容易计算,也比较容易解决,通过增大导体截面积减小RDC即可降低损耗.线圈的高频损耗因涉及

8、涡流损耗.趋肤效应,邻近效应等问题很难精确确定. Pcu=I2rms*RHF (RHF: 高频时导体的有效阻抗) 从上式可见有效电流Irms正比于Pcu,而Irms=IppD.即Pcu正比于D,反比于VIN .在VIN最低时Pcu最大. b. 铁损PFe 又包括磁滞损和涡流损.磁滞损正比于频率和磁感应摆幅B.涡流损与每匝伏特数和占空度D有关,而与频率无关.VIN=Np d / dt 即 VIN/Np=d/dt .可见涡流损耗与磁通变化率成正比. 8. 温升. 变压器损耗使得线圈与磁芯温度升高,温升又使损耗尽一步增加,.如此恶性循环将导致变压器损坏.因此,设计时必须限制温升在一个可接受的范围.变

9、压器温升循环图如图 2. 温升对CORE之功率损失特性图参照各厂商之DATA BOOK. 9. 漏电感.在实际变压器中.因磁通的不完全耦合而产生漏磁通.转换成漏电感形式存在变压器中,漏电感Lk之关系式LK= uo*ur*A*N2 /*10-2 上式中: LK:漏电感 :铜窗之排线宽度(cm) A: 两绕组间之剖面积(cm) ur=1相对磁导率. uo= 4*10-7 N: 匝数 因漏感是一个限制电流Ip通过的阻抗.所以它将影响变压器的电压准位特性.同时漏电感所存能量在Tr off时将释放,产生尖峰电压,造成组件损坏和电磁干扰,采用吸收电路后将使效率降低,因此在设计变压器时,应于CORE选择.绕

10、组结构,工艺工法上设法减小漏感. 10. 分布电容.或称杂散电容.分布电容的存在在电源转换过程中,会传输绕组间的共模噪声,增加原副边的漏电流.在通信变压器中,杂散电容影响信号的频率响应.高频变压器中的杂散电容包括a. CW to CORE. b. CW to W. c. CLaye to Laye d. C匝间等. 因降低杂散电容与减小漏感相互矛盾.故设计时须根据用途权衡利弊做取舍.温度升高T=23.5P/AP or t=Rth*PBmax下降Bm =Bs - Br下降=B/HLm下降Lm=KN2Im上升Im=(VIN*ton)/LmIp上升Ip=Im+ILoadB上升,铁损上升 I2R增大,

11、Pcu上升B=H=*(0.4NI)/Le特性评估P=Pcu+Pfe至CORE达温升太高而饱和图 2. 变压器温升循环图二. 变压器设计流程:决定CORE材质高Bs, 低损耗, 低成本决定CORE规格AP = PS * 104 / (2B f J Ku)设计圈数比n = VIN Dmax / (Vo +Vf)初次级圈数设计Np = VIN ton / (B Ae) ; Ns = Np / n计算线径dw = (4Aw/)温升计算t = 23.5P / AP决定绕线结构综合考虑LK, C分布, 易制性.特性评估效率,频宽,电压准位.EMI.第四节. Forward Transformer设计实例.

12、 一. 设计步骤:step0 SPEC: VIN fs Vo Io D t Po限制.step1 选择core材质.决定B. step2 计算core之AP值,确定core型号规格. step3 计算Np Ns.step4 计算线径dw, 估算铜窗占有率.step5 估算损耗. 温升. step6 结构设计.step7 样品制作.step8 性能评估(DQ)三 .设计举例: Step0 取得相关规格(SPEC) 例: 155W PC Power MAIN XFMR SPEC: INPUT: AC 180265V 50HZ OUTPUT: DC +5V-15A100W MAX TOALT 155

13、W +3.3V-12A +12V-4.2A 68%, fs: 100KHZ; 电路接线图如图 3. 风冷散热. Step1 选择core材质.决定B. 功率变压器所用功率铁芯应选择高i.低损. 高Bs材料.目前因软磁铁氧体具备以上要求而被得以 广泛应用.在此选用TDK之 PC40 材质.其相关参数: Pcv: 410 kw/m3 100KHZ 正弦波i : 230025% Bs : 390mT Br : 55mT 100 因Forward电路之磁芯为单向磁化,要使core不饱和,磁芯中磁通密度最大变化量为:BBs-Br.故PC40材之B=390-55=335mT.但实际应用中由于有高温效应,瞬

14、变情况等引起Bs, Br的变化,使B动态范围变小而出现饱和,因此,设计时必须留一些安全空间,通常选择75%(Bs-Br),用以限制饱和,此方法可使Pfe略小于Pcu. B选得过小会使匝数增加,Pcu增大,产品体积变大,但B选得过高,则Pfe将增加.且易饱 和.PC40材最高可取B=300MT. 此时Pfe稍高,可调节电路导通比ton/Ts (D)来解决铁损问题. 本例选择75%Bm: B=(390-55)*0.75251mT0.25T.Step2 确定core AP值.决定core规格型号. AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2B*fs*J*Ku) 式中 AW: core之铜窗面积. (

15、cm2) Ae: core有效截面积 . ( cm2) Ps : 变压器传递视在功率 ( W ) Ps=Po/+Po (正激式) B: 磁感应增量 ( T ) fs : 变压器工作频率 ( HZ ) J : 电流密度 ( A ) .根据散热方式不同可取300600 A/cm2 Ku: 铜窗占用系数. 取0.2. 本例选择: B=0.25T fs=100*103 HZ J=400A/cm2 AP=(1550.68+155)*104/(2*0.25*100*103*400*0.2)=0.96cm4 上式中之铜窗占有系数Ku是以0.4AW可用,且原副边绕组各占用50%而定的.若副边绕组数过多或 占用

16、率超过可用空间的一半时,可适当调大AP值选择CORE规格. 查阅TDK DATA BOOK.选用CORE ERL28 PC40其参数为: AP=1.20 cm4 Ae=81.4 mm2 Aw=148mm2 Ve=6143mm3 AL=252025% Pt=228W Step3 计算Np Ns. (1). 计算匝比 n = Np / Ns 设 Dmax = 0.35 n = Np / Ns = Vi / Vo = Vin(min)*Dmax / (Vo+Vf)式中VIN(min)=180*0.9*2-20=209 VDC Vf :二极管正向压降 n=(209*0.35)/(5+1)=12.19

17、12CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)=12(5+1)/209=0.3440.34 (2). 计算Np Np=Vin(min)*ton/(B*Ae) = 209*0.34*(1/100*103) /( 0.25*81.4)=34.9 35TS ton=Dmax* Ts (us) Ae：有效截面积 (mm2) Ts=1 / fs (us) (3). 计算Ns5v Ns = Np / n = 3512 = 2.92 取整为TS (4). CHECK Np （以Ns验算Np） Np = Ns*n = 3*12 = 36TS 取 Np = 36TS 从电路原理图可知,本

18、例之3.3V与5V使用同一副边绕组. +3.3V另加磁放大器调整故不再计 算Ns3.3. (5).计算Ns12V Ns12V=(Vo+Vf)*Np*Ts/Vin(min)*ton=(12+1)*36*10/209*3.4=6.59 7TS (6).确定NR NR = Np = 36TS 通过本步序Np Ns已全部确定须再CHECK B之选择合理性.Np=36TS NR=36TS Ns5=3TS Ns12=7TSB=Vin(min)*Dmax*Ts / (Np*Ae) = (209*304*10)/36*81.4=0.24TB+BrBs 0.24 + 0.055 = 0.295 0.39 OKS

19、tep4 计算线径dw (1). 求初级线径dwp Ip = Pi / VL = Po / (*Dmax*VIN) =155/(0.68*0.34*209) = 3.21A Iprms= Ip*D = 3.21*0.34 = 1.87A Awp = I/J = 1.87/5 = 0.374mm2 dwp=(4Awp/)(4*0.374/3.14)= 0.69mm 0.7mm or0.45*2 (2). 求NR绕组线径dwR. NR = 36TS L = N2*AL L = 362*2520*0.75 = 2.4mH Im = VIN*ton / L = (209*3.4) / (2.4*103

20、) 0.3A AWN = 0.3 / 5 = 0.06mm2 dwN=(4*0.06/3.14) = 0.276mm 0.28mm (3). 求绕组Ns5之线径dws5 Aws5 = I / J 因+3.3V 与5V为同一绕组, 功率限制为100W.故可近似求得Io=100/5=20A Isrms=20*0.34=11.7A Aws5= 11.7 / 5 = 2.34mm2 此导体截面积较大,不适合圆铜线绕制,采用铜片.查ERL28 BOBBIN幅宽22.3mm0.3mm.考量 扣除挡墙约4mm,则有22 - 4=18mm之可绕宽度,预留适当空间(1mm) 则: 2.34mm2 17mm =

21、0.14mm 选择：6mils*17mm之copper foil. (4). 求绕组Ns12之线径dws12 Irms = Io*Dmax = 4.2*0.34 = 2.45A Aws12 = 2.45 5 = 0.49mm2 dws12 = (4*0.49 / 3.14) = 0.79mm 0.80mm 考量fs100KHZ . 频率较高.估算趋肤效应时之电流穿透深度 66.1/f=66.1100000=0.209mm 此为20之穿透深度100约为0.25mm 则可调整dws12 = 4*0.4mm.Step5 估算温升,损耗.(1). 铜损Pcu Pcu=I2R Pcu = 2I2prms*Np*lp*X 式中. Iprms 原边有效电流(A) Np 初级匝数lp 线圈平均匝长(cm) ERL28 之lp=4.88 X 100时之铜阻/cm上式是以2倍原边铜损为估算基准,求得之Pcu Pcu = 2*1.412*36*4.88*0.00066 = 0.46W (2). 铁芯损耗Pfe Pfe=PV*Pe PV:单位体积损耗W/cm3 Ve: core体积cm3 PV可从供货商之DATA BOOK查得,查TDK DATA BOOK可知当B=0.24T fs=100KHZ 时PV0.41W/cm, 则 Pfe = Pv *Ve = 0.41*6.143 = 2.52 W (3