具有功率因数校正的Boost电路设计研究

1、装订线安徽工业大学工商学院毕业设计(论文任务书课题名称具有功率因数校正的Boost电路设计研究学校安徽工业大学工商学院专业班级电气工程及其自动化1242班姓名赵洲灏学号121842199毕业设计(论文的主要内容及要求:主要内容:(1熟悉电力电子技术的应用发展现状,了解整流电路功率因数校正是抑制谐波污染、提高系统功率因数的有效方法(2充分理解PWM功率因数校正技术的基本原理(3完成Boost单级功率因数校正电路及控制系统设计与分析(4完成5000汉字以上英文资料的翻译(5撰写毕业论文,进行毕业答辩课题要求:(1阅读与毕业设计相关的中英文参考文献(20篇以上,至少2篇英文。(2熟练地应用计算机,包

2、括上网查找中、英文参考资料等。(3翻译一篇与本课题有关的英文资料。起止时间:2016年2月25日至2016年6月11日共16周指导教师签字系主任签字院长签字装订线摘要近几十年来,由于大功率电力电子装置的广泛使用,使公用电网受到谐波电流和谐波电压的污染日益严重,使得功率因数偏低,降低了电能利用率。同时,功率因数校正技术作为行之有效的方法,备受人们关注。上世纪九十年代以来,许多控制策略被应用于功率因数校正电路中,如峰值电流控制平均电流控制滞环控制等。本文在参阅国内大量文献资料的基础上,并综合近年来国内外功率因数校正技术的发展状况,简要地比较了无源功率因数校正与有源功率因数校正技术,同时分析了有源功

3、率因数校正及单级功率因数校正技术的基本原理、拓扑结构以及控制方法。本文选择以BOOST变换器为主电路拓扑,控制电路采用平均电流控制的UC3854控制器。本文功率因数校正电路的设计,使电路的功率因数得到了明显改善,达到了设计要求,同时电路的总谐波畸变因数被控制在了一定的合理的范围之内,减少了对电网的污染。根据参数,基于PSPICE环境下对采用功率因数校正前后的电路进行了仿真与分析。关键词功率因数校正BOOST变换器平均电流控制仿真装订线ABSTRACTThe harmonic for voltage and current,lower power factor and lower power e

4、fficiency of public power system is serious increasingly because of much big power electronic equipment in recent years.At the same time,in order to suppress harmonic grid,and improve power factor,people paid more attention to power factor correction technology as an effective way.Since the1990s,man

5、y control strategies are applied to PFC circuits such as peak current mode control,average current mode control and hysteresis current control.The development for power factor correction both here and abroad in recent years is summarized and the good and bad characteristics for passive and active po

6、wer factor correction technique is analyzed briefly and analyzes the basic principle,topology and control method of active power factor correction and single-stage power factor correction technique.This paper mainly chosen to BOOST converter circuit topology,the control circuit using the average cur

7、rent control UC3854controller.The power factor of circuit is improved obviously and satisfied design require after power factor correction and the total harmonic distortion for current is controlled in a band, so the harmonic for voltage and current is reduced.The circuit was simulated based on PSPI

8、CE,according to these parameters and correctness of the design is proved firstly after used compare simulation waves.Keywords:Power Factor Correction,BOOST converter,Average current control, Simulation装订线目录摘要 (1ABSTRACT (2第1章绪论 (51.1课题研究的背景及意义 (51.2功率因数校正技术的发展状况与趋势 (61.3功率因数校正技术的主要内容介绍 (61.4论文主要安排 (

9、10第2章APFC电路拓扑结构 (112.1简述APFC典型的拓扑结构及比较 (112.2典型单相单级PFC电路的拓扑结构介绍 (132.3单级APFC与两级APFC和PPFC方案的简单比较 (16第3章APFC控制方案 (173.1CCM控制策略介绍 (173.2DCM控制策略 (213.3UC3854相关介绍 (23第4章Boost PFC电路仿真 (274.1主电路参数设置 (274.2控制电路参数设置 (294.3开环电路仿真 (334.4闭环仿真 (35装订线结论 (38致谢 (40参考文献 (41装订线第1章绪论1.1课题研究的背景及意义几十年来,随着电力电子技术的飞速发展,各种电

10、力电子装置设备装置在电力系统、工业、家庭等众多领域的日益广泛的应用,使得电力系统中产生了大量的谐波,使电压的波形发生了畸变,同时会产生电磁干扰,造成电能质量的下降,也严重地影响着电网中各种电气设备的安全运行,因此必须抑制高次谐波污染。随着谐波问题的日益严重,也引起了越来越广泛的关注,为了解决日益严重的谐波问题,我国相继颁布了GB/T12325-2008电能质量供电电压偏差、GB/T12326-2008电能质量电压波动和闪动、GB/T14549-1993电能质量公用电网谐波、GB/T15543-2008电能质量三相电压不平衡、GB/T15945-2008电能质量电力系统频率偏差等五项标准来保证我

11、国的电能质量。国际上,国际电工委员会也制定了IEC6100-3-2的关于谐波限制的国际标准。谐波对电网会产生的危害如下3:(1谐波会使电网中的元件产生附加的谐波损耗,降低发电、输电以及用电设备的效率,大量的三次谐波流过中性线会使线路过热,严重的话甚至会发生火灾;(2谐波会影响电气设备的正常工作,使电机发生机械振动、噪音和过热,使变压器局部严重过热,使电容器、电缆等设备过热、出现绝缘老化、寿命缩短以至于损坏;(3谐波会对通信线路和雷达设备造成干扰,对周边的通信系统也会产成很大的干扰,严重时会使通信系统无法正常工作;(4谐波电流的存在会引起电网电压的畸变,并可能引发振荡,影响电网的供电质量和用电设

12、备的安全;(5谐波将会引起同一系统中的继电保护装置误动作,使得常规测量仪器产生谐波误差。目前常用的解决电力电子设备的谐波问题的方法有两种:(1增设电网补偿装置以补偿电力电子设备、装置产生的谐波;(2对电力电子装置本身进行改进,即采用功率因数校正技术。装订线两者相比较而言,前者是消极的方法,即在装置产生谐波后,进行集中补偿。而功率因数校正技术是一种相对积极的方法,能够更为有效地抑制整流装置的谐波,具有更为广泛的应用前景。目前功率因数校正技术已经成为电力电子技术的一个重要的研究方向。为了抑制谐波污染,提高功率因数,因此设计采用PWM控制的Boost单级功率因数校正电路。1.2功率因数校正技术的发展

13、状况与趋势为了提高AC/DC变换器输入端的功率因数,人们最早采用电感和电容构成无源网络进行功率因数校正,但是其电路体积庞大,对输入电流的谐波抑制效果不十分理想。进入20世纪70年代,伴随着电力半导体器件的发展,开关技术突飞猛进。至20世纪80年代,APFC技术应运而生,这一时期是此项技术的初期,期间提出的一些基本的技术是其基础。自20世纪90年代以来,相关技术人员相继提出了一些用于功率因数校正的新型拓扑结构、软开关技术和新的控制方法等。经过这一时期,APFC技术获得了长足的发展,单相APFC校正技术基本趋于成熟,并广泛应用于各类开关电源等诸多电力电子装置中。但要实现单相APFC电路的效率、提高

14、功率密度、降低成本等方面仍需进一步技术创新与研究。可见,成本低、效率高、结构简单、实现容易,并具有高相应速度、低输出电压纹波的高功率因数变换器是研究人员追求的最终目标。1.3功率因数校正技术的主要内容介绍正弦电路中,电路的有功功率就是其平均功率装订线(1-1式中,U、I分别为电压、电流的有效值;电流滞后于电压的相位差。视在功率为电压、电流有效值的乘积,即(1-2无功功率定义为(1-3功率因数(Power Factor,PF定义为有功功率P和视在功率S的比值,即(1-4此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系:(1-5在正弦电路中,功率因数是由电流和电压的相位差决定的,其值为(1-6

15、在非正弦电路中,有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同,功率因数仍由式(1-4定义。公用电网中,通常电压的波形畸变很小,而电流的波形的畸变可能很大。因此,不考虑电压畸变,研究电压波形为正弦波,电流波形为非正弦波的情况具有很大的实际意义。设正弦波电压有效值为U,畸变电流有效值为I,基波电流的有效值及与电压的相位差分别为I1和1。这时,有功功率为(1-7功率因数为(1-8式中,为基波电流有效值和总电流有效值之比,称为基波因数;称为位移因数或基波功率因数。可见,功率因数由基波相移和电流波形畸变这两个因素共同决定。功率因数校正(Power Factor Correction,PFC技术根据

16、是否使用有源器件可以分为两类,即无源功率因数校正(Passive Power Factor Correction,PPFC技术和有源功率因数校正(Active Power Factor Correction,APFC技术。PPFC技术是指在通过在二极管整流电路中加入电感和电容等无源元件与二极管构成无源网络,对电路中的电流脉冲进行抑制,以降低电流谐波含量,提高功率因数,从而使电路输出端电流波形接近正弦波的方法。无源功率因数校正技术是传统补偿无装订线功和抑制谐波的主要手段。如图1-1所示,在二极管整流桥后添加一个滤波电感和滤 波电容相结合的无源网络,使得输入电流满足谐波抑制的要求。图1-1PPFC

17、变换器PPFC技术的主要优点是简单、可靠、无需控制电路、电磁干扰小。其主要缺点是:(1其所能达到的功率因数没有有源功率因数校正的高,一般可以提高到0.9左右,谐波含量也仅能降至50%左右,在部分场合,无法满足现行标准下谐波限制要求;(2其抑制效果随工作条件变化而变化;(3若产生的谐波超过设计要求,会造成滤波器过载或损坏;(4滤波电容的电压是后级DC/DC变换器的输入电压它随输人交流电压和输出负载的变化而变化,这个变化的电压影响了DC/DC变换器的性能。由于PPFC技术采用低频电感和电容进行输人滤波,工作性能与频率、负载变化及输人电压变化有关,因此比较适合于功率相对较小(如小于300W、对体积和

18、重量要求不高且对价格敏感的场合应用。APFC技术就是采用全控型开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行控制,使之保持和电压波形同相位。由于其之电路工作在高频开关状态,因此相对于PPFC 技术具有体积小、重量轻、效率高的优点,在开关电源中得到广泛应用。从不同的角度看,APFC技术有很多种分类方法。从电网供电方式来分,可分为单相APFC电路和三相APFC电路;从控制模式来分,可分为电流连续模式(Continuous Current-Mode,CCM、电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM和电流临界模式(Boundary Current-Mode,BCM;从开关模

19、式来分,可分为硬开关模式和软开关模式;从电路构成来分,可分为两级APFC电路和单级APFC电路。装订线两级APFC技术,如图1-2所示为两级APFC方案框图,由两个相互独立的变换器构成。前级与整流后的输入电源侧相连,为实现APFC部分,中间为储能电容,后级为实现稳定输出电压和输出电压的快速调节部分,前后级相互独立,有各自的开关管和控制电路。前级通常采用Boost变换器,工作在CCM下实现APFC,其母线变化范围一般为380400V(单相,不管储能电容多大,直流母线电压均会存在二倍频纹波。此内部之直流总线电压通过后级DC/DC变换器实现隔离和变换,得到负载所需的直流输出电压和实现对输出电压的快速

20、调节。而由于母线电压近似恒定,后级DC/DC 变换器可被优化。图1-2两级APFC方案两级APFC方案的主要优点是:输入电流畸变小,谐波一般小于5%,功率因数大于0.99,系统响应快,调压范围大及通用性较强。其缺点为电路复杂,成本高,体积大,功率密度低。单级APFC变换器,其框架图如图1-3所示,同两级APFC方案比较,其只有一个开关管和控制系统,可同时实现输入电流整形和电压输出的快速调节。控制电路只负责对输出电压的快速调节。该变换器工作在稳定状态下时,在半个交流周期中占空比基本不变。如此,Boost电感可自动实现电流整形。装订线图1-3单级APFC方案图1-3中,储能电容CB用来平衡APFC

21、级和DC/DC级之间瞬间不相等的能量。总体而言,单级APFC方案优于PPFC,但是不如两级APFC方案。无源功率因数和有源功率因数有着不同的优势,本文主要针对有源功率因数校正技术中单相单级功率因数校正电路进行论述。1.4论文主要安排本文对单相单级功率因数校正电路进行研究,通过对主电路拓扑及控制方法的分析与比较,从中选择一种比较实用的主电路拓扑和控制方法,设计了一个单相单级Boost功率因数校正电路。本文研究的主要内容如下:1、首先介绍了本课题的研究背景及意义,概述了PFC技术的含义及大致分类。2、简述APFC电路拓扑结构及对单相单级APFC电路进行分析;并对PPFC电路、两级APFC电路和单级

22、APFC电路的性能进行简单比较,总结各电路的特点及其所应用的场合;3、研究有源功率因数控制原理及方案,并介绍相关控制芯片UC3854;4、提出单级Boost功率因数校正电路的总体设计方案。并利用Matlab/Simulink 对电路进行仿真,并给出仿真波形。装订线第2章APFC电路拓扑结构2.1简述APFC典型的拓扑结构及比较8有源功率因数校正电路的基本电路结构由两部分组成,即主电路和控制电路。从原理上说,任何一种DC/DC变换器的拓扑结构都可以作为PFC方案的主电路。常见的用于功率因数校正的基本电路有:Buck(降压型、Boost(升压型、Buck-Boost(升降压型、Cuk、Sepic、

23、Zeta等变换器。其中Boost变换器以其独特的优势在实际中应用最为广泛。从拓扑结构上来说,Buck和Boost两种变换器最为基本,而其它的变换器结构基本上都是由这两种基本的拓扑结构演变而来的。则下面就Buck、Boost、Buck-Boost这三种基本的主电路拓扑的特点进行简要地阐述。1、Buck(降压型:基于Buck电路的PFC变换器,其无论工作在电流连续模式(CCM或电流断续模式电源(DCM,在每个开关周期内,其输入电流都是断续的。同时,由于该电路只能实现降压功能,其输入电源电压在过零附近,开关管将关断,输入电流为零,因此限制了其功能而使之不能取得较高的功率因数。其一方面限制了变换器的转

24、换功率,另一方面也使输入电流的纹波较大,在一定程度上增加了对滤波 电路的要求。图2-1基于Buck电路的PFC电路由于Buck电路如图2-1在构成PFC和作用DC/DC变换器是存在以下两点不同,即输入电压为非稳定的直流电压,其输出输入电压比不是一个定值,因此构成功率因数校正电路的变换器的电路相对更加复杂。但是,其也存在着输出电压较低,且在低输出电压(3.3V-1.8V等两级式变换的场合下可以减小后级变换器的电压比等优点。2、Boost(升压型:Boost变换器如图2-2,其作为PFC主电路时,由于其只能实现升压变换,也就指其只能在输出电压高于输入电压时其才能正常工作,如此则可以基本保证整个电路

25、工作在一个平衡的稳定状态之下。其交流输入电流始终和电感电装订线流相等,因此输入电源电流可以处于连续状态,这一点在实现大功率的DC/DC变换和PFC功能时,具有独特的优势。同时,由于其滤波电感串联在输入端,其输入电流可以处于连续状态,因此输入电流的高频纹波相对较小,降低了对滤波电路的要求;其在整个输入电压的范围内可以保持一个较高的输入功率因数。由于功率开关管的源极(或双极晶体管的射极电位始终为零(处于低电位,因此对功率管的控制很容易。因此,Boost电路俱有着结构简单、成本低廉、工作可靠度高的优点。但其也存在着一定的缺点,如其控制电路相 对比较复杂。图2-2基于boost电路的PFC变换器3、B

26、uck-Boost(升降压型:Buck-Boost(升降压型变换器,如图2-3所示,其作为PFC主电路时既可以实现升压变换又可以实现降压变换,同时也可以实现对输入电流和负载电流的限制,实现输入输出隔离。因此在其的应用中克服了单一的Buck 或Boost变换器作为PFC主电路时只能降压或升压输出的缺点,因此而言,其在某些应用场合显得更为灵活。Buck-Boost PFC变换器的优点是其输入功率因数高,并且与输入输出电压无关,输出电压的设计相对灵活,便于后级变换器的优化设计。而其缺点是由于开关管串联在输出端,无论电感电流工作在电流连续模式(CCM还是工作在电流断续模式(DCM,在一个开关周期内,其

27、输入电流总是断续的,其输入电流性质和Buck型PFC相似,含有较高的高频分量,在一定程度上增加了对滤波电路的要求。同时,输出电压相对于整流后的电压反向,开关管的电压应力相对而言会较高。装订线 图2-3基于Buck-Boost电路的Boost变换器通过对上述三种基本的拓扑结构所构成的PFC电路的简要分析与对比,可以得出如下结论:Buck变换器适用于输出电压较低,且输入功率因数不高的场合;Buck-Boost变换器的理论输入功率因数很高,但是由于其输入电流是断续的,因此其适用于低输入输出电压,低功率的场合;Boost变换器则适用于输入电压的范围较宽,输入功率因数要求高的场合。由上述分析明显可知,B

28、oost型功率因数校正电路非常适用于实现功率因数校正功能,而被广泛应用。2.2典型单相单级PFC电路的拓扑结构介绍7PFC+DC/DC的组合方式的基本的工作原理就是控制电路对输出电压进行采样分析,然后通过脉宽调制(PWM的方式产生输出信号,并以此调节开关管的占空比,将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波,籍此消除谐波和无功功率,从而提高电网的功率因数到近似值为1。同时控制回路通过开关管的占空比的调节来实现输出电压的控制和稳定。(1PFC(Boost+DC/DC(反激或正激等组合的电路,如图2-4所示。图2-4PFC(Boost+DC/DC该变换器中只使用一个开关管进行控制。输入电流

29、只决定于为了稳定输出电压的PWM控制,输入电流工作在电流不连续方式(DCM之下。电流不连续模式状态下的Boost变换器在固定的占空比之下的电流会自动地跟随输入电压,可以得到较高的功率因数。但这个电路拓扑的效率相对较低。装订线图2-5DCM方式的特点该组合电路工作方式的功率因数校正用L与开关或开关动作直接相连的,如图2-5所示。这种方式下的电路输入电流是处于不连续导电模式下的,输入电流波形为正弦波。但输入和输出电流峰值较高,这增加了器件的电流应力、输入EMI滤波体积较大,因此只适合于小功率方面的应用。同时为了提高变换器的效率,DC/DC部分一般采用在电流连续模式下工作,当负载变轻时,输出功率变小

30、,占空比不随负载变化而变化。这样充入储能电容的能量大于从储能电容取走的能量,导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致,电压反馈环调节输出电压,使占空比减少,从而相应地减少输入能量。这个动态调节过程要到输入和输出功率平衡后才能停止,负载减少的后果是明显地增加了电容电压。在高压轻载时,其值可高达上千伏。降低电容电压通常有以下两种方法,一种方法是采用变频控制。可以使电容电压低于450V。但是频率变化范围可能高达十倍,这不利于磁性元件的优化设计。第二种就是采用变压器绕组以实现负反馈。如果PFC和DC/DC级都工作在DCM模式下,那么当输出功率减少时,占空比也会减少,同时输入功率也减少。(2PFC(C

31、CM+DC/DC(DCM、CCM组合方式。这类组合方式,提出较早的是充电泵式结构,如图2-6所示。其只加了一个容量较小的电容Cr以实现CCM下的功率因数校正。在开关管VF导通时,电感L通过Cr谐振充电,电感电流上升,当Cr上电压上升到储能电容的电压时,电感L电流通过VD1给储能电容充电,电感电流下降;当VF关断时,电感电流继续通过VD1下降,同时变压器初级励磁电感同Cr谐振去磁。当流过VD1的正向电感电流等于负向的去磁电流时,VD1截止,L的电流通过Cr、变压器初级励磁电感到储能电容Cb,L电流上升,直到下一个周期。流过电感电流的导通角扩大,从而使功率因数得到提高。此电路结构简单,但变压器去磁

32、时,Cr的反向电压较高,这会增加开关管的电压应力。装订线图2-6充电泵式结构图2-7所示电路是用辅助电感 Lr来代替Cr(也有Lr与变压器Tr结合的电路方式。追加电感Lr后,使升压型变换器的工作状态变成CCM状态,可以降低储能电容的电压应力,提高变换器的效率。在VF导通时,由于电感Lr的存在,Lr的电流必须从零开始增长,Boost电感L电流无法从AB 支路转到AC支路,实际上降低了PFC 级的有效占空比。输入电压低时,L电流小,有效占空比大,反之亦然,由于占空比随输人电压变化,从而使输人电流跟随输人电压变化,以此提高功率因数。由于电路工作在电流连续状态,UB不受负载影响。图2-7辅助电感方式这

33、种组合方式电路的共同点是:电感L充电励磁不是直接与开关管VF相连,而是通过电容,电感及高频变压器的结合间接受开关动作的影响,如图2-8所示。这类组合的单级方式PFC变换器存在实现宽输入电压范围的可能性,储能电容Cb两端的电压可以控制在450V以下,如此则可以使用耐压450V的通用电容以降低成本。同时输入EMI、元件的电压电流应力也可以得到缓解。装订线图2-8CCM方式的特点2.3单级APFC与两级APFC和PPFC方案的简单比较78设计一个PFC电路需要考虑多种方面的因素。通过前面的介绍,可对单级APFC 与两级APFC和PPFC这三个方案在总谐波含量(THD、功率因数(PF、效率、体积、重量

34、、储能电容电压、控制电路、器件数量和设计难度上进行一个简单的比较、分析。表2-1PFC方案之性能比较PPFC方案两级APFC方案单级APFC方案总谐波含量(THD高低中功率因数(PF低高中效率高稍低稍低体积中较大小重量重轻轻储能电容电压变化恒定变化控制电路简单复杂简单器件数量很少多中等设计难度简单中等复杂由表2-1可知,单级APFC方案、两级APFC方案和PPFC方案分别适用于不同的要求的应用场合。其中,PPFC方案适用于要求成本低、对体积的要求没有太大的限制的小功率的应用场合;两级APFC方案则适用于对性能的要求高,而对价格并不敏感的中大功率的应用场合;单级APFC方案则可以视之为前述两种方

35、案的折中方案,其要求体积小、结构简单,性能相对较好,其特别适合于在现有的电源产品中做些小改动即可满足于相应的谐波限制标准的应用场合。装订线第3章APFC控制方案3.1CCM控制策略介绍CCM模式下的电流控制是目前应用较多的一类控制方式。它是将输入电压信号与输出电压的误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号,电流控制器控制输入电流按给定信号变化。CCM模式根据反馈哪个电流,由此产生了三种常用的控制方法:峰值电流控制(PCMC、滞环电流控制(HCC和平均电流控制(ACMC。峰值电流控制(PCMC法是通过控制电感电流iL的峰值包络线跟踪输入电压Ud波形,使输入电流与输入电压同相位,并接近正弦。其可

36、分为定频峰值电流控制和变频峰值电流控制两种方式。定频峰值电流控制的PFC电路原理图如图3-1所示。流过开关管的电流iS被直接检测,所得信号被送入电流比较器。以整流输出电压Ud的检测信号和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流信号。两输入信号经电流比较器之后,为开关管S提供PWM驱动信号。当电感电流iL达到电流基准之前,开关管S一直处于导通状态;一旦电感电流iL达到电流基准,比较器便输出关断信号,使开关S截止。从而控制电感电流iL的峰值包络线跟踪输入电压的全波整流Ud波形,实现输入电流与输入电 压同相位。图3-1定频峰值电流控制的PFC电路装订线变频峰值控制方式与定频控制不同的是,基准电流信号只

37、由输入电压Ud或输出电压Uo的取样值提供。这种控制技术存在开关频率受负载影响较大,输出滤波器优化设计困难的缺点。峰值电流控制时电感电流iL波形如图3-2 所示。图3-2峰值电流控制时电感电流iL波形虚线为各个开关周期内电感电流峰值的包络线。从波形图可看出,当交流电网电压从零上升到峰值电压时,占空比也由最大值变至最小值,因此有可能产生次谐波振荡。为克服这一缺点,必须在比较器的输入端增加一个斜率补偿(或称斜坡补偿函数,以便在占空比广泛变化内,电路能稳定工作。峰值电流控制实现较为容易,相关的控制IC有ML4812、ML4819等。由于峰值电流控制存在如下缺点:电流峰值和平均值之间存在误差,无法满足T

38、HD很小的要求;电流峰值对噪声相当敏感;占空比大于0.5时系统产生次谐波振荡;需要在比较器输入端加斜坡补偿。在APFC中,这种方法趋于被淘汰。滞环电流控制(HCC对于Boost电路而言是最简单的电流控制方式。滞环控制中没有外加的调制信号,电流反馈控制和调制集于一体,可以获得很宽的电流频带宽度。其与峰值控制的差别只在于前者检测的电流是电感电流,且在控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。滞环电流控制的PFC电路原理图如图3-3所示。装 订线图3-3滞环电流控制的PFC 电路原理图滞环逻辑控制器内部有一个由比较器构成的电流滞环带,所检测的输入电压经分压后产生两个基准电流:上限和下限值。当电感电流i L

39、达到上限时,开关管关断,电感电流下降;当电感电流i L 达到基准下限时,开关管导通,电感电流上升。用电流滞环法控制的电感电流波形如图3-4所示。图3-4电流滞环法控制的电感电流波形图中实线为电感电流i L ,在上限i max 和下限i min 两条虚线之间变化。中间一条虚线为电流平均值。电流滞环宽度决定了电流纹波大小,可以是固定值,也可以与瞬时平均电流成比例。装订线滞环电流控制的特点:控制简单、电流动态响应快、具有内在的电流限制能力;开关频率在一个工频周期中不恒定,引起EMI的问题和电流过零点的死区;负载对开关频率影响很大,滤波器只能按最低频率设计,因此不可能得到体积和重量最小的设计;滞环宽度

40、对开关频率和系统性能影响大,需要合理选取。控制IC有CS3810等。平均电流控制(ACMC法是目前PFC中应用最多的一种控制方法。它是通过控制电流平均值,使其与输入整流电压同相位来实现功率因数校正。用平均电流控制的Boost PFC电路原理图如图3-5所示。基准电流信号Iref与峰值电流控制法相同,输入电流(电感电流信号被直接检测,它与基准电流信号比较后,其高频分量的变化,通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波信号进行比较后,为主开关管S提供PWM驱动信号,并决定了驱动信号其应有的占空比,使电感电流逼 近电感平均电流。图3-5平均电流控制的Boost PFC电路在平均电流

41、控制技术的APFC电路中,采用了电流控制环和电压控制环,其中电流控制环使输入电流更接近正弦波,电压控制环使输出电压保持稳定。例如当电感电流iL上升时,PWM比较器的输出占空比下降,从而减小电感电流;反之则加大电感电流。当输出电压练减小时,电压误差比较器的输出将增大,导致乘法器输出的基准电流增大,使电感电流iL提高,从而使输出电压上升;反之电感电流减小,使输出电压降低。平均电流控制时电感电流波形图如图3-6所示。装订线 图3-6平均电流控制时电感电流波形平均电流控制中的电流环有较高的增益带宽,它使跟踪误差产生的畸变很小,容易实现接近于1的功率因数。同时对噪声不敏感、稳定性高,得到了广泛的应用。以

42、平均电流控制原理设计的集成控制器有UC3854,在单相Boost型电路得到了普遍应用。其他平均电流型控制IC有TK83854、ML821等。3.2DCM控制策略DCM控制的方法又称为电压跟踪法,是APFC控制中一种简单而又实用的方法,应用较为广泛。它不需检测输入电压和电流,开关管就可以按照一定的占空比使输入电流按正弦规律变化。基本电压跟随器型PFC电路可用图3-7所示的Boost PFC变换器来说明。装订线图3-7基于Boost的电压变换器型PFC电路通过选取电感值较小的输入电感,即可控制电感电流在每一个开关周期都能降到零,实现DCM。DCM控制可使输入电流自动跟踪电压并且保持较小的电流畸变率

43、;功率管可实现零电流开通(ZCS,且不承受二极管的反向恢复电流,同时不需要连续导通模式那样复杂的控制回路,使用通常的PWM控制就可实现。由于不连续导通模式的控制电路简单,成本低,因此非常适合在数百瓦的小功率领域应用;应用于数千瓦的大功率电力电子装置时,输入EMI和半导体器件的电流应力较大。DCM控制方式可分为恒频控制和变频控制两种。恒频控制的开关周期是恒定的,当输入电压的有效值与输出功率恒定时,电压环将保证占空比也恒定,使输入电流的峰值与输入电压成正比,因此,输入电流波形自动跟随输入电压波形,从而实现功率因数校正的目的。如图3-7所示电感电流在一个开关周期的平均值为(3-1式中,为Ton开关管

44、导通时间;TVDon为二极管VD的续流时间;Ts为开关周期。若式(3-1中二极管VD的续流时间恒定,DC/DC变换器输入侧可等效为阻性负载,整流器交流侧电压电流同相位。但实际上电感下降时间(即二极管导通时间TVDon在半个工频周期中并不恒定,导致输入平均电流iL有一定程度上的畸变。此控制方式的主要优点是控制电路简单,缺点是输入功率因数的理想值不能达到1,输出电压与输入电压峰值的比值越大,输入电流畸变程度越小。该控制方式下的电流THD可控制在10%以内。若式(3-1中,则输入平均电流即电感电流只与开关管的导通时间有关,保持恒定,输入电流理论上无畸变,这就是变频控制的原理。其占空比与开关周期均不恒

45、定,但是当输出功率与输入电压的有效值恒定时,开关管的导通时间是恒定的。变频控制方式下电流工作于临界DCM状态,集成控制UC3852可实现上述功能。变频控制方式的输入功率因数理论上能到1,但开关频率不恒定,使得输入电流的高频纹波成分十分丰富,增加了EMI滤波的难度。总体来说,DCM控制方式的电路控制简单,现有的开关电源PWM控制用集成电路均可作为电压跟器型PFC电路的控制器。而且,变换器工作在不连续导电模式下,避免了Boost变换器中因输出二极管反向恢复电流而带来的问题。电压跟随器型PFC技术的主要缺点是:其输入电流波形为脉动三角波,因此需要在其前端增加一个小容量的滤波电容以滤除高频纹波。实际上

46、,一个LC低通滤波器会获得更为理想的滤波装订线效果,这在一定程度上增加了电路的复杂性,而且峰值电流远大于平均电流,使得功率器件承受的电流应力偏大。3.3UC3854相关介绍通过上两节对APFC常规控制方法的分析与比较可知,因为平均电流型控制因其具有THD和EMI小、对噪声不敏感以及开关频率固定等优点,在目前的PFC中应用最多。所以从实用性角度考虑,本设计同样采用平均电流型控制方式。控制芯片则选用成本较低、校正效果明显的UC3854控制器。UC3854是一种专门用于功率因数校正的控制器。它包含了平均电流型控制所需的全部功能。其具有控制升压PWM变换器的输入端,使得功率因数可以达到0.99,限制电

47、网电流使失真小于5%,采用平均电流型控制,电流放大器的频带较宽等特点。它内部包含有电压误差放大器、模拟乘法器/除法器、电流误差放大器、恒频脉宽调制器(CPWM等。另外,还包含栅极驱动器、7.5V基准电压、低电源检测器、过流比较器。采用UC3854组成的功率因数校正电路后,当输入电压在85260V之间变化时,输出电压还可保持稳定,因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采用推拉输出级,输出电流可达1A以上,因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFFT。UC3854的内部功能框图如图3-8所示8 。图3-8UC3854的内部功能框图UC3854内部框如图3-8所示,它由以下几部分组成:

48、装订线欠压封锁比较器(UVLC:电源电压VCC高于16V时,基准电压建立,振荡器开始振荡,输出级输出PWM脉冲。当电源电压VCC高于10V时,基准电压中断,振荡器停振,输出级被封锁。使能比较器(EC:使能脚(10脚输入电压高于2.5V时,输出级输出驱动脉冲,使能脚输入电压低于2.25V时,输出级关断。以上两比较器的输出都接到与门输入端,只有两个比较器都输出高电平时,基准电压才能建立,器件才输出脉冲。电压误差放大器(VEA:功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后,加到该放大器的反相输入端,与7.5V基准电压比较,其差值经放大后加到乘法器的一个输入端(A。乘法器(MUL:乘法器输入信号除了误差电压

49、外,还有与己整流交流电压成正比的电流IAC(B端和前馈电压VRMS。电流误差放大器(CEA:乘法器输出的基准电流IMO在RMO两端产生基准电压。电阻RS两端压降与两端电压相减后的电流取样信号,加到电流误差放大器的输入端,误差信号经放大后,加到PWM比较器,与振荡器的锯齿波电压比较,调整输出脉冲的宽度。振荡器(OSC:振荡器的振荡频率由14脚和12脚外接电容CT和电阻RSET决定,只有建立基准电压后,振荡器才开始振荡。PWM比较器(PWM COMP:电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后,产生脉宽调制信号,该信号加到触发器。触发器(FLIP FLOP:振荡器和PWM比较器输出信号

50、分别加到触发器的R、S端,控制触发器输出脉冲,该脉冲经与门电路和推拉输出级后驱动外接的功率MOSFET。基准电源(REF:该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器控制,当这两个比较器都输出高电平时,9脚可输出7.5V基准电压。峰值电流限制比较器(LMT:电流取样信号加到该比较器的输入端,输出电流达到一定数值后,该比较器通过触发器关断输出脉冲。软起动电路(SS:基准电压建立后,14A电流源对SS脚外接电容CSS充电,刚开始充电时,SS脚电压为零,接在SS脚内的隔离二极管导通,电压误差放大器的基准电压为零。UC3854无输出脉冲。CSS充足电后,隔离二极管关断,软起动电容与电压误差放大器隔离,软起动

51、过程结束,UC3854正常输出脉冲,发生欠压封锁或使能关断时,装订线与门输出信号除了关断输出外.还使并联在CSS两端的内部晶体管导通,从而使CSS放电,以保证下次起动时,CSS从零开始充电。UC3854有多种封装形式常用是DIL-16封装。这种封装的管脚排列如图3-9 所示图3-9UC3854引脚排列GND(1脚接地脚:所有电压的测试基准点。振荡器定时电容的放电电流也山该脚返回。因此定时电容到该脚的距离应尽可能短。PKLMT(2脚峰值限流:峰值限流门限值为0V。该脚应接入电流取样电阻的负电压。为了使电流取样电压上升到地电位,该脚与基准电压脚(REF之间应接入一只电阻。CA Out(3脚电流放大

52、器输出:该脚是宽带运放的输出端,该放大器检测并放大电网输入电流,控制脉宽调制器,强制校正电网输入电流。ISENSE(4脚电流取样电压负极:该脚为电流放大器反相输入端。Mult Out(5脚乘法器的输出端和电流取样电压的正极:模拟乘法器的输出直接接到电流放大器的同相输入端。IAC(6脚输入交流电流取样信号,电流取样信号:IAC从该脚加到模拟乘法器。VA Out(7脚电压放大器的输出端:该端电压可调整输出电压。VRMS(8脚有效值电压输入端:整流桥输出电压经分压后加到该脚,为了实现最佳控制,该脚电压应在1.53.5V之间。且内部可以限流,当VCC较低或使能脚ENA为低电平时,该脚电压为零,该脚到地

53、应接入0.lF电容。ENA(10脚使能控制端:使UC3854输出PWM驱动电压的逻辑控制信号输入端。该信号还控制基准电压、振荡器和软起动电路。不需要使能控制时,该脚应接到5V电源或通过100k电阻接到VCC脚。装订线VSENSE(11脚电压放大器反相输入端:功率因数校正电路的输出电压经分压后加到该脚。该脚与电压放大器输出端(7脚之间还应加入放大器RC补偿网路。RSET(12脚振荡器定时电容充电电流和乘法器最大输出电流设定电阻接入端。该脚到地之间接入一只电阻,可设定定时电容的充电电流和乘法器最大输出电流。乘法器最大输出电流为3.75V/RSET。SS(13脚软起动端:UC3854停止工作或VCC

54、过低时,该脚为零电位。开始工作后, 14A电流对外接电容充电,该脚电压逐渐上升到7.5V,PWM脉冲占空比逐渐增大,输出电压逐渐升高。CT(14脚振荡器定时电容接入端:该脚到地之间接入定时电容,可按卜式设定振荡器的工作频率为(3-2VCC(15脚正电源电压:为了保证正常工作,该脚电压应高于17V,为了吸收外接MOSFET栅极电容充电时产生的电流尖峰,该脚到地之间应接入旁路电容器。GT Drv(16脚栅极驱动电压输出端:该脚输出电压驱动外接的MOSFFT。该脚内部接有嵌位电路可将输出脉冲幅值嵌位在15V,因此当VCC高达35V时,该器件仍可正常工作。使用中,该脚到MOSFFT的栅极之间应串入大于5的电阻,以免驱动电容负载时,发生输出电流过冲。装订线第4章Boost PFC电路仿真4.1主电路参数设置在拓扑结构一定的情况下