宽压高效DCDC设计(DOC)

1、内容摘要:本报告对宽压高效DC-DC变换器的技术要求、设计方案、工作原理进行了简单的 阐述和分析， 并对各个主要模块做了原理分析， 给出了关键参数设计及元器件选取关 键参数设计及元器件选取。根据原理图， 按两个方案试制出输出为15W/15V、15W/5V、30W/15V和30W/5V 模块原理样机， 测试结果显示，按方案一实现的模块问题较多，按方案二实现的模块除了高低温实验没有做外，其他性能基本达到技术协议上的性能指标。下面简要说明一 下方案一存在的问题，15W输出满载时，在输入电压低于40V时，效率在85%左右，而 在高于40V时，效率会降低，当输入电压为50V时，效率为80%,分析效率低的

2、原因会 在正文中叙述，这里不再赘述，解决办法就是减少漏感和降低开关频率，这样会减小损 耗，故在下面的实验中拟15W中采用ER18的磁芯，最低工作频率在80KHZ，在制作变 压器中严格控制漏感。而30W输出存在同样的问题，故会在后面的实验中拟采用ER23的磁芯，最低工作频率也在 80KHZ左右。主 题 词更改栏更改单号更改日期更改人更改办法宽压高效DC/DC变换方案报告1 概述本报告根据宽压高效 DC/DC 变换技术开发技术协议 ，对宽压高效 DC/DC 变换模 块的技术要求、设计方案、工作原理等方面进行了相应阐述和分析。此次研发涉及 4 种 DC/DC 模块，分别为 15W 和 30W 两个额

3、定输出功率等级，每个 功率等级包括单路 5V 输出、单路 15V 输出模块各 1种，也就是共设计四种类型的电源。其主要难点 :(1) 宽输入电压范围 12.550V；2)宽工作温度范围 -4585° ;(3) 外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战 4)低功耗，效率高。15W模块：全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于 85%， 15V 模块满载输出时效率不低于 88%；全输入电压范围内，常温条件下， 5W 输出时效率 不低于 75%，争取达到 80% 。30W模块：全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于 86% ,15V模块满

4、载输出时效率不低于 90% ;全输入电压范围内，常温条件下，15W输出时效 率不低于 86% o因此本项目提出的三个新课题：全输入范围高效；低温启动；高温散热；高功率密度。2 技术要求2.1 模块类别涉及4种DC/DC模块，分15W和30W两个额定输出功率等级，每个功率等级包括 单路 5V 输出、单路 15V 输出模块各 1 种。以下如非特指，均为对各模块的统一要求。2.2工作温度范围第5页共19页-45 C+85 C，无需额外散热措施。2.3隔离要求输入地、输出地及二者与外壳间加 500V,绝缘电阻不低于100M Qo 输入、输出地间不加电容器。2.4结构各模块均采取封闭式结构，金属外壳封装

5、。外形尺寸（暂定）及点定义分别见图1.1和图1.2,控制端低电平禁止。fmJn；1i1111 11 125 41ilH输出2输岀地3空脚4空脚5控制端6输入疋7输入负8外壳地图1.115W模块外形尺寸及点定义O1 2 1F4511109111 + #10.16X4(-40, 64)50S1输入止0J控制端3负反馈I输出地5输出正6正反馈7S管瓷地9外同步端10r IX输入负2.5输入2.5.1 输入电压范围图1.230W模块外形尺寸及点定义输入电压范围12.5V50V，标称28V。2.5.2最大输入电流阻性负载满载启动时，最大输入电流不超过稳态输入电流的2倍。2.5.3输入纹波电流额定输入电压

6、、额定负载、稳态工作时，输入纹波电流峰 -峰值不大于30mA，可通过 外接一级 LC 差模滤波控制。2.5.4 兼容性要求兼容 GJB181A 相关要求及输入电压范围内的电压浪涌要求。2.6 输出除非特殊说明，本条所列指标均要求在全输入（12.5V50V）、全负载（空载满载）、 全温度范围内（-45C+85r）满足。2.6.1 输出功率启动时，在额定输出功率基础上，至少需保留 15%设计裕量（过载时间不超过 10s），验收时以额定值为准。2.6.2 转换效率15W模块：全输入电压范围内，常温条件下， 5V模块满载输出时效率不低于 85%， 15V 模块满载输出时效率不低于 88%；全输入电压范

7、围内，常温条件下， 5W 输出时效率 不低于 75%，争取达到 80%。30W模块：全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于 86%， 15V模块满载输出时效率不低于90% ;全输入电压范围内，常温条件下，15W输出时效 率不低于 86% 。2.6.3 输出电压精度（电压 /负载调整）5V 输出稳态电压精度不超过 ±0.1V， 15V 输出稳态电压精度不超过 ±0.2V。2.6.4 输出电压峰 - 峰值5V输出时峰-峰值不大于75mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于 30mV，无 开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超

8、过90mV。15V输出时峰-峰值不大于100mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于 30mV，无开关 频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超过90mV。其中：常温条件下，在输出端子根部靠测，示波器 20MHz带宽，无外加电容，探头X 1档; 高低温条件下,可在输出线负载端测试,纹波幅值可不做要求,但要求无低频振荡。2.6.5 开机特性启动延时时间不超过30ms,输出电压建立时间应不超过 20ms,输出过冲电压不超过额定输出电压的 5%。测试条件为：输入电压时间不大于1ms,满载启动。2.6.6 负载阶跃响应输出接电子负载，设置负载电流为额定输出电流的50%75%

9、50%和25%50%25%阶跃变化，阶跃周期为1ms输出电流爬升斜率为2.5A/US。输出过冲电压不超过额定输出电压的1% ;如输出过冲电压超过额定输出电压的 1%，恢复时间不应超过500卩S。2.7 使能功能控制端悬空正常输出，控制端接地或低电平（ 0V0.2V ）输出截止。2.8 保护功能2.8.1 输入过欠压保护超出最高输入电压 10%时，过压保护动作;低于最低输入电压 10%时，欠压保护动作。保护发生后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）2.8.2 输出过压保护超过额定输出电压 15%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要） 。2.8.3 输出过流保护超过额定输出电流 5

10、0%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要） 2.8.4 输出短路保护长时间短路不致损坏。可考虑打嗝方式，自动或开机恢复（必要）2.9 电磁兼容要求重点满足 GJB151A 中 CE101、CE102、RE101、RE102、CS106 等相关要求，可根 据北工大实验室现有条件完成相关考核，测试条件不具备的应在设计过程中充分相关因 素。2.10 器材要求电阻、电容、磁性元件全部使用国内军品厂家产品，必要时可协助采购。变压器推荐使用 4326厂的表贴式平面变压器，相关参数固化后提要求，可协助采购。PCB 建议层数为双层，最多不超过四层。外壳设计形式需双方协商后确定。进口半导体分立器件

11、和集成电路要求全部可实现国产化封装， 前期设计即以国产化兼 容封装布板。相关器件型号规格提前提出，与国内军品半导体器件供应商确认无误后方可 进行，元器件国产化替代工作同步进行。初样的进口元器件和 PCB 由北工大负责，正样 元器件和 PCB 由北工大负责， 惯性公司协助。3 方案选择第 7页 共 19页3.1难点分析难点分析基本在概述中已经阐述，下面针对每个问题解决办法进行说明:(1)宽输入电压范围12.550V;当输入电压为12.5V时电路能正常工作，必须选用低电压启动控制芯片作为主控芯片;在输入电压大范围变化时，保持输出电压的稳定度，选择合理的电流控制模式、强前向反 馈，必须采用峰值电流控

12、制。(2)宽工作温度范围-45-85° ;低温启动(-45 C)问题：工业级IC器件的极限低温-40r的，不能满足要求，这样要 求选择合适的裸片进行封装。高温散热(85 C ):外形尺寸：25.4X25.4X10mm(1X1X0.4 inch)的表面积，用铜材, 1.8W的温升近似等于18 C,取环境温度为85 C时，开关管的结温等于 85 C + 18 C=113 r。若选择最高结温等于150 r的开关管，则余量为37 r。在保证效率为88%的 条件下，采用铜材外壳和加灌导热胶的方式可以满足高温运行，其结构示意图如图3.1所示:图3.1模块整体结构示意图导热胶铜片导热和绝缘功率器件

13、驱动芯片第 11页 共 19页(3)外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战由于外形尺寸较小，这样采用四层PCB布线，元器件采用双面表贴安装，变压器也采用表贴变压器；采用线圈控制同步整流管，去除传统采用同步整流IC控制。(4) 低功耗，效率高。ESR 和 ESL;低损耗的高要做到损耗小，在遴选器件必须考虑以下几方面：低损耗的控制芯片；均为较小的磁介电容；低损耗的 MOSFET管(低导通电阻、小的栅极电荷)频磁芯；低损耗的整流器件，采用同步整流技术。3.2解决方法方案一：完全摒弃传统的反馈技术，采用全新的控制芯片LT3748控制LT3748 的主要优点为 :(1) 临界导电模式 /

14、变频控制。消除了整流二极管的反向恢复电流造成的损耗；由于临界模式和变压器漏感的作用开关管工作在 ZCS 开启；开关管的输出电容作用 开关管是 ZVS 关断，故开关管无开关损耗，只有导通损耗；减少开关管输出电容的功耗。(2)原边电压反馈技术，无需光耦或变压器第三绕组和基准电源 TL431; 提高效率和可靠 性，减少了非线性误差、成本以及体积。(3) 提供低电压驱动， 7V 的驱动电压，大大减少了驱动功率；与 15V 驱动相比，驱动功率 减小 3/4。(4)改电压型误差放大为跨导型误差放大。优点：抗干扰能力强、响应速度快、稳定性好不足：静态误差大， 调整率要求高的系统不能用； 输入失调电压和输入偏

15、置电流特性差， 因此需要温度补偿技术， 而 LT3748 带有温度补偿技术很好的解决了这个问题。(5) 峰值电流控制模式，可以满足宽输入电压范围：12.550V。采用COS技术，使得芯片的功耗很小：静态工作电流为1.3mA.在最大电压Vin=50V,功耗为 50X 1.3mA=65mW。(7)温度补偿技术：系统可在宽温度范围内保持稳定。即开环增益几乎与温度无关。这就是为什么芯片的测试温度范围为-50 °C -125 °C的原因。(8)轻载 DCM 工作模式， 减小空载和轻载的损耗。LT3748 的主要缺点为 :(1) 由于采用变频控制，变压器工作在临界模式，电流峰峰值大，在

16、 MOS 关断时电流会有 振荡，故 MOS 的关断损耗很大。(2) 由于变压器工作在临界模式，输入电压时工作频率较低，输入电压高时工作频率较高， 这样在高输入电压时由 MOS 管的 DS 结电容引起的开关损耗会很大，而且变压器的漏感也会增加 MOS 管的 DS 两端电压，这样要实现宽范围高效就很困难。(3) 由于变压器工作在临界模式，输入电流的纹波会很大。(4) 由于上面的 3 个原因，在选择工作频率时越低越好，这样要求磁芯会很大，体积会增 大。技术难点及解决方法：(1) 在高压输入时的效率问题是个难点。随着输入电压的升高，工作频率会增加，由 MOS 关断电流振荡及 MOS 管的 DS 结电容

17、引起的关断损耗会增大，这样很难满足高压输入效率的要求。尽量增大磁芯，降低工作频率，在原理样机中 15W 采用 ER14.5 的磁芯，30W采用ER18的磁芯，为了提高效率拟在下一步实验中 15W采用ER18的磁芯，30W采用 ER23 的磁芯。(2) 同步整流驱动问题是个难点。由于变压器工作在临界模式并且采用线圈控制同步整流驱动MOS，若驱动电压过高造成有环流现象，使得效率变低；若驱动电压过低造成MOS 没有完全导通，这样会增加 MOS 的导通损耗。而由于变压器绕线匝数较少( 般不会超 10匝)，这样很难准确的控制同步整流线圈的匝数。如果采用同步整流芯片控制同步整流管会增加损耗。这样就要求我们

18、选取导通门槛电压低的MOS，实验证明选取门槛电压低的专用同步整流 MOS (1.2V28V),同步整流驱动电压一般要在 2.5和 3.5V 之间最佳。方案二:采用 ISL6843 为主控芯片设计， 主要在器件选取与工艺做深入的研究。 与传统的 ISL6843 控制相比，主要在细节上做一些改动：1)采用同步整流；峰值电流取样采用变压器取样；采用推挽外接电源驱动控制芯片； 现在市面上有采用 ISL6843 控制的模块， 像台湾 P-DUKE 公司生产 LCD 系列产品， 其 技术指标和本项目的相似， 均采用传统的 TLV431 和光耦控制， 但是要在器件选取与制 作工艺上做深入的研究。同步整流管采

19、用线圈驱动，无需外加控制IC。3.3 结构特点及散热和关键技术1)结构特点封闭式模块电源主要由插针、 顶盖、外壳和 PCB 零件构成。由于外形尺寸较小， PCB安装在封闭的铜壳体中，解决散热的方式是采用铜基板和灌注导热封胶，这样热量通过导 热胶传导散热，通过铜外壳辐射散热。结构上采用 PCB 安装在封闭的铜壳体中，壳中灌注导热胶；解决好关键零件工艺问 题。由于采用多层板，良好的导热特性保证整个电源板的温度平衡，增强散热效果，不至 于功率器件局部温度过高，影响使用寿命和可靠性。( 2)关键零件工艺插针应具有良好的焊接性和导电性， 通常采用黄铜H62或紫铜T2，且表面一般采用 镀金作为防腐措施，以

20、提高插针的可焊性及导电性。壳体与顶盖通常采用铜板折弯而成，四角缝隙不得大于0.2mm，表面处理采用氧化发黑处理即可，增加辐射散热。(3) PCB设计工艺PCB设计对于灌胶模块在布局时要考虑排气孔，排气孔的设计尽量在变压器等大器件附近，开孔尺寸尽量大，最小直径大于 2mm。PCB设计时内层铺铜尽量铺满，这样有利于PCB散热并减小其翘曲度。多层后铜 PCB的层间结构设计要注意芯板、绝缘层、埋孔和盲孔不能任意设置。4原理框图及工作原理4.1.1原理框图方案一:采用LT3748为主控芯片的原理框图为图4.1所示:T1 0COUTTC方框1QC方框Lj2MIC iOURAEKTlJi+”崎rji 弟 E

21、咅 tRROH AI4P1E23V IJ 1 -，时MOS方框2® H : llOOmV图4.1 LT3748为主控芯片的原理框图方案二:采用ISL6843为主控芯片的原理框图如图4.2所示2GtfD11工TTHP；UI1JfTT P吐JT r二 WDHD>5r3DPP7*131TD罠孔DIQ3c TLCM 31唱InHpEErHfDCdD图4.2 ISL6843为主控芯片的原理框图 4.1.2 工作原理根据框图逐项给出各部分的工作原理，难点部分重点写。方案一的工作原理方框1为电压采样电路，三极管 Q1和Q2的放大倍数相同,20UA的电流源为Q1第13页共19页Q1基极电压为V

22、in -Vbe，提供偏置。当MOS管关断时开始采样输出电压，其工作原理为此时Q2发射极电压也为Vn，而MOS管两端电压为Vin + nVo（ n为变压器原副边匝比），此时加在反馈电阻Rfb两断电压为nVo,贝U流经Rfb的电流与经过Rref的电流基本相等，此时Rref上的电压与输出电压和n成一定的比例关系，真实的反映出输出电压。方框2为误差放大电路，采样电压进入误差放大器的反相输入端，与基准电压比较放大输出一个电流信号，经过反馈回路 Rc、Cc将电流信号变为电压，因此误差放大器为 跨导放大器。方框3为温度补偿电路，使系统在宽温度范围内保持稳定，使得环路增益与温度无关。方框4为临界模式检测电路，

23、当比较器A1的反相输入端电压小于0.55V时表明此时电感电流降为零，即变压器储能为零，A1输出为高，置S为1,使MOS重新导通。下面简单的介绍下采用ISL6843为主控芯片的原理框图。下面逐一介绍主要的工作原moCMtiI = 一 m¥ -flPD - - - - Jpl«曲< nia斥 M_rrcrcvo r V J » M M 1 B'ieodI * f I：I5丁总上T捕I I I .Tsm專.B.i'vMD :Z-申丰十XfcMlb 一 -ttb冷:?方框1中为自启动电路， 反激电路传统的启动电路一般由 rc构成，但是由于该模块供电电

24、压较低,管实现的稳压电路,此时Q1放大导通,最低12.5V工作，这样就要求新的启动电路。此电路为一个应用调整稳定在约为10V,的供电电路开始工作,主要的工作原理为当输入电压高于 10V时，稳压管D6开始稳压， 则Q2也开始放大导通给供电电容 C6和C佃充电，使得输出电压此时ISL6843开始工作。当ISL6843工作后，由供电线圈和D9组成 当供电电路的电压大于10V时，稳压管D6正向导通， 此时启动电路关闭。方框2为峰值电流取样电路，采用线圈取样，这里不做赘述。这里主要介绍一下从第11页共19页输入电压接入R15的作用，由于该模块输入电压范围较宽（12.5V-50V），普通的峰值电流 控制电

25、压调整率很难满足要求。而加入 R15后，相当于前馈加强了， 即输入电压越高， 输入电流限制越小， 这样很容易满足电压调整率要求。方框3为谐波补偿电路，利用三极管将ISL6843 4脚产生的锯齿波引入到峰值电流输入脚。方框4为一个推挽驱动电路，由于工作频率较高（350KHZ）， ISL6843输出驱动电流为1A，这样很驱动的上升时间相对于周期时间很长，影响管子的导通， 采用推挽驱动 后，供电由外部供电电路供给， 很好的解决了这个问题。方框5为一个同步整流电路， 采用同步线圈控制， 原理较简单， 这里不做赘述。方框6为过流保护电路，此电路还在调试中。其基本原理为当过载到一定程度时， 输出电压会跌落

26、，此时ISL6843 1脚升高于一定值时，比较器输出为低， 此时光耦的输出 端被箝位低，MOS关断，实现过流保护。方框7为电压采样及补偿控制电路，这里不做赘述。5关键参数设计及元器件选取 （1）功率器件选取与损耗计算主管：150V管子损耗（W）50V输入28V输入12.5V输入管型15V输出5V输出15V输出5V输出15V输出5V输出备注（15W）SiR838D P0.161270.161580.130180.132850.17380.1834935A50V输入28V输入12.5V输入15V输出5V输出15V输出5V输出15V输出5V输出备注（30W）SiR838D P0.227550.240

27、.23430.25410.467480.5129335A同步整流管：100V（当输出为15V时的整流管）损耗（W）50V输入28V输入12.5输入管型15V输出15V输出15V输出备注（15W）Si7454DP0.070740.059660.10727.8A15V输出15V输出15V输出备注（30W）SiR432DP0.116130.133690.304828A同步整流管：50V（含高于50V的管子）（当输出为5V时的整流管）损耗（W）50V输入28V输入12.5输入管型5V输出5V输出5V输出备注（15W）Si7164DP0.134930.128750.仃 26760A5V输出5V输出5V输

28、出备注（30W）Si7164DP0.仃 9990.212290.4167260A采用LT3748控制，输出功率为15W变压器计算：假定磁芯不饱和，原边电感量 Li和副边电感量Lo为常数，开关管为理想开关。对于临界导通状态，0时刻原边电流为零，DT时刻电感电流为I Pi =UgDTLi第17页共19页原边在一个周期内获得的能量为心w弓LipiUgD2T22Li转换效率为n，工作频率为f，输出功率为2L= Uolo周期末副边电流为0，开关管截止时间用Do表示，有DoTU o| _=I S1 =LoNPIP1Ns定义单圈电感量为Lr，则有:2L广N pLr,Lo = Ns Lr可以推导出DoUgNs

29、D UoNp在输入电压定、周期一定的时候，占空比越大，原边电感越小，电流峰值越大,输入功率和输出功率越大。若 Li变大，为保证输出功率不变，要求 D也变大。因为D最大为0.5,若Li变大幅度太大，超出D变化可调节的范围，则输出功率必然变小。PoW 2LiLiUgDT DoCLLi磁芯工作频率选择在250K，变频频率可以下降到几十 K，应选择工作频率500K以下的宽温度范围，低损耗高频铁氧体材料，根据昆山锰锌铁氧体材料手册，应选择DMR90或DMR95材料磁芯。对应 TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。其中，95材料具有更 高的初始导磁率，使用频率较低（V 400K）宽温度范围磁损小，90材

30、料初始导磁率较低，使用频率较高（V 500K），因此选用PC95材料。PC95材料磁损系数为280350mW/cm3, 测试条件为100KHZ , 200mT。选择 PC95ER14 其 Aw=5.84mm2, Ae=仃.6mm2。其 Aw*Ae=102.8mm4。64根据公式 Aw*Ae=Pout*10 /（2*ko*kc*f*Bm*j* n ）=99.2mm，其中 Aw 为窗口面积；此处取0.4； kc为磁芯截面积PC95材料最大可以选择为Ae为磁芯截面积；ko为窗口填充系数V 1, 一般取0.40.6,填充系数=1； f为工作频率取250K ； Bm为饱和磁通密度，4A/mm2; n 取

31、 0.9，Pout 为3900GS （100C）,安全起见选择2800GS； j为电流密度，取变压器输出功率，考虑过功率输出取20W。此时计算原边匝数为4.9圈，取为5圈。计算气隙长度为0.183mm。此时可得副边 圈数为6匝（输出15V）和2匝（输出5V）。（3）采用ISL6843控制，输出功率为15W变压器计算：假设当输出功率为半载时工作在临界模式，此时n.U：D2T咕= g=6.2"2P其中 Ug =12.5V, f =350kHz, T=2.86As , D 为最大占空比 0.5选择对应TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。其中，95材料具有更高的初始导磁 率，使用频率较低

32、（V 400K）宽温度范围磁损小，90材料初始导磁率较低，使用频率较高（V 500K），因此选用PC95材料。PC95材料磁损系数为280350mW/cm3,测试条件为 100KHZ，200mT。选择 PC95ER11 其 Aw=4.956mm2，Ae=11.9mm2。其 Aw*Ae=58.98mm4。根据公式 Aw*Ae=Pout*106/（2*ko*kc*f*Bm*j* n ）=52.88mm4，其中 Aw为窗口面积;此处取0.4; kc为磁芯截面积PC95材料最大可以选择为Ae为磁芯截面积；ko为窗口填充系数V 1, 一般取0.40.6，5A/mm2; n 取 0.9，Pout 为填充系

33、数=1； f为工作频率取350K ； Bm为饱和磁通密度， 3900GS （100C）,安全起见选择3000GS； j为电流密度，取 变压器输出功率，考虑过功率输出取 20W。此时计算原边匝数为7.8圈，取为8圈。计算气隙长度为0.2mm。此时可得副边圈 数为10匝（输出15V）和3匝（输出5V），供电线圈为8匝，同步整流为2匝（输出15V）和2匝（输出5V）。第14页共19页6建模与仿真方案一的模型现在还没建出来，后续会给出。下面给出方案二的控制仿真模型:在复频域下，反激式开关电源电路可等效成如图6.1所示的理论模型，图6.2所示为反激电路电路图。HX)Vref (s) f> Gv (

34、s) I>1 Ap(s) >Vo(s)第21页共19页图6.1反激电路模型结构图其中，Gv(s)是补偿网络传函，Ap(s)是功率级传递函数，V0(s)输出信号，Vref(s)为参考电压象函数。输入 直流 电压那GORo补偿器7Vref图6.2反激电路电路图(1)功率级Ap(s )传递函数APADC0 Z(esr)其中:ADC2 (Vin -Vout)secVin叫NpriP RL CoZ(esr) Resr Co沁是误差放大器的直流基准值,Rl是负载电阻，Co是输出电容，Resr是输出电容的ESR电阻。(2)补偿网络Gv(s )传递函数本文中的单端反激电路所选用的是积分反馈网络，如

35、图6.3所示。图6.3反馈网络示意图反馈网络的传递函数为:Gv =S cCc其中Rc、Cc是图6.3中补偿网络的电阻和电容。(3)参数选择单端反激电路系统主要参数为：反激变压器变比n=Np ri/Nsec=8/10;输入电压采样电阻Vin=12.5-50V ;输出 电压 Vout=15V ；输 出功率 Po=0.072-15W;峰 值电流Rs=0.25吐 输出电容 Cout= 10uF;补偿网络参数 Cc=1uF, Rc=30 KQ。(4)复频域下系统图6.5复仿真图如图所示，图6.4为复频域下Vout=50V、Po=0.072W系统仿真图;频域下Vout=50V、Po=15W系统仿真图；图6.6复频域下 Vout=50V、Po=15W系统仿真图。其中，蓝色曲线是功率级模型曲线，绿色曲线是补偿系统曲线，红色是补偿后系统曲线。表I给出了，在输入输出不同条件下的穿越频率和相位裕度。6图6.4复频域下Vout=50V、Po=0.072W系统