中国石油大学电力电子课程设计单端反激式开关电源设计

1、MlBBagZggchina Lrvi RSITYOr 卩ElTiROLtlUM电力电子课程设计报告学院信息与控制工程学院题目单端反激式开关电源 2107班级电气12-4班学号姓名设计日期：2015 年7月6日-2015 年7月13日目录一、课程设计的目的错误 !未定义书签。二、课程设计的要求错误 !未定义书签。三、课程设计原理错误 !未定义书签。四、参数计算错误 !未定义书签。五、焊接及调试输出结果错误 !未定义书签。六、课程设计中出现的问题错误 !未定义书签。七、实验总结错误 !未定义书签。八、课程设计相关器件资料错误 !未定义书签。、课程设计的目的 1、熟悉 Power MosFET 的

2、使用；2、熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；3、增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。二、课程设计的要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压： 210V电源输出电压电流： 7V/1A 电路板：万用板手焊。三、课程设计原理 1、引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是 核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压， 其工作原理是在输入与输出之间串联 一个可变电阻（功率晶体管） ，让功率晶体管工作在线性模式，用线

3、性器件控制其“阻值”的 大小， 实现稳定的输出， 电路简单， 但效率低。 通常用于低于 10W 的电路中。 通常使用的 7805、 7815 等就属于线性电源。开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态， 在这两种状态中， 加在功率晶体管上的 伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数 码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种， 是一种应用非常广泛的开关电源。2、基本反激变换器工作原理下。（1）当有基本反激变换器如图 1 所示。假设

4、变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。基本 反激变换器如图 1 所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作 源开关Q导通时，变压器原边电流增加， 会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 2（a）所示，无源开关 VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变， 所以在原边会感应出上负下正的感应电动势， 而在副边会感应出上正下负 的感应电动势，故 VD1正偏而导通，如图 2（b）所示，此时磁路中的存储的能量转到副边，并 经二极管 VD1 向负载供电，同时补充

5、滤波电容 C 在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除 了在开关 Q 导通时给负载提供能量外， 还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量， 使之远小 于稳态的直流输出电压。VDlA； C =图1反激变换器的原理图(a)傀VDl_q(b)原边电流和副边电M导通之前，副边已经将磁路的 DCM)，反之，则在副边还没Q又导通，则称变压器运行于连续电流(DCM)下。当变换器工作在 CCM下时,UoMU，Ig Ml，其中 MNp。Ns当变换器工作在MU.UgDCM下时,DTk上述关系仍然成立，只不过此时的增益变为:2LmfsN2(1D)2R图2反激变换器的两种工作状态反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能

6、和副边放电两个阶段。 流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次 储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式( 有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前， 模式(CCM)。通常反激变换器多设计为断续电流模式 输出与输入电压、电流之间的关系如下：可以看出，改变开关器件 Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。3.反激变换器的吸收电路实际反激变换器会有各种寄生参数的存在，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。所以 基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁电

7、路，但因漏 感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁电路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220V AC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有 RCD吸收电路和三绕组吸收电路。其结构如图 3(a)(b)所示。3VD1图3吸收电路4. 反激变换器的系统结构反激式变换器的系统结构示意图如图4所示。由图中可以看出，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下五部分构成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路构 成。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和 滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。吸收电路如

8、图 示。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。图4反击变换器的系统结构简图交 3EWXe电S供踣5. 反激式变换器的变压器设计思路铁芯的选择本来是变压器设计的关键因素，因涉及到的内容较多， 而本次设计的时间又有限，所以本次设计采用的是EE28铁氧体铁芯，其相关的技术参数见附件一。常用的铁氧体磁芯的起始磁导率为 23000 , 25 C时的饱和磁感应强度为Bmax 25C 0. 5T，100 C时的饱和0. 39T 。磁感应强度为Bmax_iooc变压器的关键数据有： 线的粗细选择等，由于本课程设计的漆包线已确定, 思路。（1）根据输入的最高直流电压和开关管

9、原 /副边线圈的匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，当然还有导 所以下面主要介绍变压器关键参数的设计Q的耐压确定原/副边的匝数比由图2可以看出，开关管 Q 两端所承受的最高的关断电压应为：Uq Ug ep UgNp(Uo1)，其中Uo1是考虑了整流二极管的导通压降，如Ns果考虑到漏感引起的0.3jg的电压尖峰，则开关管两端所承受的最高的关断电压为：Uq 1.3UgNp1)-(UoNs'般来说,开关管的极限耐压需要在这个基础上仍留下至少30%的裕量。假定开关管的耐则 uq 1.3Uq1.3 (1.3Ug 黠Ns为UQ1)2NpNsTon Tr0.8TNp(Ug 1)10n N(Uo 1)T

10、rInN严 1) 0.3T(Ug1)罟(Uo1)DnaxN世 1) 0.3(Ug1)Np (Uo1)Nsuq 1.32Ug1.3Uo_17。这就求出了匝比的上限值，匝比只能比这个值小，不能比其大。在这个值的基础上选择一个匝比。就可以求出最大占空比，即最大导通时间。为保证电路工作于 DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在以内，所以(2)原边匝数的计算根据磁芯，得到有效的导磁截面积和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量,Ae，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱UgDJNpBmaA，所以，NpUgDmaXT匝，真正的原边匝数必须比这个值大,(3)副边匝数的计算才可能让磁路不饱和。通常取Bma

11、xAe2倍的上述计算值。根据上面两步的结果，同理很容易求出副边匝数。(4)气隙长度的计算在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。假设变换器的输出功率为 fo，效率为，则有如下关系成立:1 L I 2 Fot2 LpI Sp'其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好等于系统的输出和损失 的能量。2PTI Sp输入功率：P/则原边的峰值电流SplaUglUgDT1 Sp2巳ugD0.8 210 0.250.4286A, 代入上式中即可求出初级电感。LpNpAN；NPRmpRmFeRmolFeAeFeRmpIg0Ae汕Ig)其中A为电感系数, 把磁路画出来，Rmp为磁阻

12、。 可以求出气隙长度。如图5所示。lgoAel FeoAel Fe绕组6控制系统设计反激式变换器的控制芯片主要有TOP Switch系列芯片、UC384X系列芯片等，其中，应用比较多的是UC384X系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控制器，该集成芯片的特点是，具有振荡器，温度补偿的参考，高增益误差放大器、电流比较器和大电流图腾柱输出，可 直接驱动功率 MOSFET并能把占空比限制在 50%内。其控制对象是控制流过功率开关管的峰 值电流。UC3845的控制原理示意图如图 6所示，它主要由以下四部分构成。振荡器：振荡器频率由定时元件RT和Ct决定(f 1.8/ RG)，振荡器输出固定频率 的

13、脉冲信号，注意：由于 UC3845会每隔一个时钟周期关闭一次输出，所以振荡频率是开关频 率的2倍。开关频率通常取 50KHz100KHz左右。电压误差放大器：误差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差，其输出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。在输入与输出隔离的开关电源中，为减少误差，通常采 用外置电压环，即将UC3845内部的误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引 脚决定电流参考。在后面给出的电压反馈电路设计中会有更详细的说明。电流比较器：电流比较器的门槛值 Verror由误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显 示输出电压太低时，电流门槛值就增大，使输出到负载的能量增

14、加。反之也一样。触发器&锁存器脉宽调制：一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给锁存器置位，开关 管导通，电流I SW线性增加，当电流检测电阻Rs上的电压达到电流比较器门槛值 Verror时，电 流比较器输出高电平， 给锁存器复位，开关管关断，电流比较器的输出恢复低电平；另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时输入触发器，使UC3845每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是2倍。电流比较器实现对电流的逐周限制，属于UC3845能把占空比限制在 50%内的原因，并决定了振荡频率是开关频率的Rt电流型控制的优点是本身具有过流保护功能， 种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。UC3845AA

15、 二角?KiR1也导通C号njk111LA1Rt>H>zzzpv S lb疑赛氏 観存雄脉Q宽调嗣R抵楼K动辙附，电沮I- t-n:1 2 也 *.VlnUH电总事卜愷卷人R_LIIILU尽丄U;匚刁丁只丄德遽R.图6 UC3845控制原理示意图7. UC3845的主要外围电路设计(1)供电UC3845启动时，变压器T不工作，电容Ca2上电压为0, DI关断。Ug通过电阻R1给电 容q充电，当UC3845的7脚电源电压Cc的电压达到后，UC3845开始工作。此后变压器工作， 辅助绕组开始输出电压(12V)为芯片供电。辅助绕组按输出绕组进行设计即可。UC3845的启动电流只需1mA，

16、因而限流电阻R1只需满足给芯片提供1mA的启动电流。 芯片正常工作后需要的功率由变压器T的辅助绕组提供。注意考虑R1的功率，若超过1/4W可采用多个1/4W电阻并联来组成 Rd即可。VCC%：7 TUC3845图7 UC3845供电电路Ug - 12/Rai1mARaiUg - 12/1mA(2)电流检测接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为aVs max 0. 7V? Rss II'pk' pk在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。(3)电压反馈控制电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。光耦的 CTR

17、(电流传 送比,I out / I in )会随温度而漂移，为了减小光隔离器漂移的影响，要把误差放大器放在光然后相应地去调整电偶的输入侧，误差放大器可以检测到光耦的漂移引起的其输出端的偏移, 流，这个误差放大器可以用 TL431。下图给出了电压反馈的拓扑。UC沁剧.-! i 5 ！z立误差放大器2占廿VrefS补偿元件输入地光囁离T '输出地隔离电压反馈电路设计时把UC3845内部的误差放大器旁路掉，这就意味着光耦要能驱动原来由这个误差放IC+的电压+3*1V）。假大器所驱动的同样的电路。R保证PC817二极管的工作电流通过光耦耦合，不会影响控制内部的1mA的上拉电流源，当要全额输出脉

18、宽时，这引脚上仍可以得到 定检测的值是1mA/V，这样R的值为C 5. 0/ R1 1k5nAPC817的CTR在间，取低限，要求流过二极管的最大电流I fmax1nA 5 mA l 八 7. 5mA0.8Uo - Uf - U kaminR2所以7. 5同时发光二极管允许流过的最大电流为 50mA左右，所以r-)Uo - Uf - Samin代250,Ulamin为TL431正常工其中Uf为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是作的最低电压，UUmin2. 5/。PC817二极管正向电流我们通过PC817的VCe与I f的关系曲线（如图9所示）可以正确确定I f。从图9可以看出

19、，当P C817二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流 I巾在 4mA左右变化，而且集射电压 Uce在很宽的范围内线性变化。 符合UC3845的控制要求。因此 可以确定选P C817二极管正向电流If为3mA。TL431的阴极电压 Uka在36V变化时，阴极电作，又能提供一部分死负载（或者说是充当一部分假负载） 电流，从而使TL431处于一种正常的工作状态。流I ka可以在1mA150mA内大范围变化，一般选 I ka =20mA即可，既可以使 TL431稳定工 。R的目的就是为了能够提供死区由前所述，PC817的I fUr21 f R2则可以确定艮上的压降Ur3Ur2Uf，又知流

20、过艮的电流1 R3 1 ka - 1 f，2*图9 P C817特性曲线取 3mA,先取 民的值，则其上的压降为因此Rj的值可以计算出来:R3UR3 / 1 R3TL431的参考输入端电流参考值为2 A，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻&的电流为参考输入端电流的 100倍以上，所以得 R的取值范围:Uref民 2OO a2. 5/200 A12. 5k ? ?在该范围内给 R取值。在此取艮1*根据 R、艮、Uo、UrefRs(Uo - Uref ) FUref的关系，得到：10 103(7 2.5) 18k ，取阻值范围为050k 的电位器2.5来代替，便于调

21、节。四、参数计算1变压器参数(1)根据输入的最高直流电压和开关管Q勺耐压确定原/副边的匝数比由于采用二极管整流，在整流输出端有较大的电解电容滤波，输出电压具有纹波小的特点,近似于直流，ug 1.2Un 1.2 21V 252/,nS由已知Uq600/ ,U；1.32Ug1.3(Uo1)2600 - 1.3252“ r 16. 7 ，1.3 (71)取世Ns糾1)15。0. 8DmaxN(Ug1)子(U。1)Ns(2)原边匝数的计算15 (71) 0.8(2521)15 (71)0.25Np根据磁芯，得到有效的导磁截面积电压冲量UgDmaTBmaA等于磁路中磁Ae，则原边的匝数应保证在最大占空比

22、时磁路仍不饱化量，UgDmaTNp BmaA，所以，链的变190 00. 4580. 910 62100. 2519匝，真正的原边匝数必须比这个值大,才可能让磁路不饱和。通常取 2倍的上述计算值。(3)副边匝数的计算因此取 Np45匝根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。根据叫 15和Np45匝Ns可以求得Ns 3匝(4)辅助绕组匝数的计算NfUq1.32Ug1.3(Uo_iy600 - 1. 322521. 3 _(12 _1)10.3，取 NNfDmax0. 8Np(Ug 1)8 (12 1) 0.8(294_1 _8(12_150. 23UgDmaTBmaXAe190一匹17. 6，依

23、然可取0. 4580. 910 62100. 23Np45匝。从而辅助绕组的匝数N f 6匝(5)气隙长度的计算原边的峰值电流:2POUD初级电感：I Sp0.82520.250. 27I2P0TI 21 Sp气隙的长度：0AeAL2 7丄0. 80.2722. 710 3H ,Ig1 Fe0AeLp/ Npl Fe10-780.9 10"62.710 3 / 45251.410323007.6210"5m2、UC3845的主要外围电路参数(1)供电1mARa1Ra112VUg1mA240k因此取Ra1=127k的功率电阻(2)电流检测(采用两个47 k 和一个33 k 的

24、功率电阻串联)接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为0. 7VI pkVs _ maxI pk1.63(3) 电压反馈控制1kPC817的 CTR在 间，取低限，要求流过二极管的最大电流I fmax1mA 5mA 7.5mA0.8Uo - Uf - U kamin7 - 1. 2 - 2. 5R2所以同时发光二极管允许流过的最大电流为RUo - Uf - Ukamin所以其中Uf为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是，LUmin为TL431正常工7. 5507. 550mA左右,7 - 1.2 - 2.54405010'386作的最低电压，LUmin 2 5/

25、。通过查阅器件表后选择&400由前所述，PC817的I f取3mA先取 民的值为400 Q,则其上的压降为UR21 fR2310-3400/1.2/。则可以确定Rs上的压降：Ur3Ur2U1.41.22.4V,又知流过R3的电流：1 R31 ka - 1 f20mA3mA17mA141因此R的值可以计算出来：R3Ur3 / I R32.4/17mATL431的参考输入端电流参考值为2 A,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻 民的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得 民的取值范围:上-竺12.5k ? ?200 A 200 A在该范围内给 民取值。在此取Ro

26、10k根据R5、R6、Uo、Uref的关系，得到:R10103Rs(Uo-Uref) 氏 (72. 5) 18k ，取阻值范围为050k的电Uref2 5位器来代替，便于调节。五、焊接及调试输出结果布线图tJ2 t-：l_i-r-nr»J¥01111p - Illi.L1- rJ,>*L#»s*壬,s_ iI1 .1性 J i 14 a5n1 ' 1.QqT- H-y 1 1 « * <-.* I*- - * * 卜 齐*卷i11 - - Id 歸Hcr«4±- 04DJAii;: 1cT;1 - - -1.p&#

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33、#163;占dHDP«3«1 iH?iLiilACD 't4Hhar>ipFC9T卜A咖ForIKDOrCjIT1HA IQKQUJ I细“El«Pb 'iNJlHMultimeler-XMM2n wavI D"HM-gMi33 口DFMihjuajEc«彳：4qjFMdltjmelerXMlUll7 003 7I dEs«ft)HkCIlkO右BMC1六、课程设计中出现的问题此次试验我们的成功之路较为曲折， 直到最后一天我们才成功完成电路的调试，主要问题如下：问题一：进行 Multisim 仿真过程中， 在 M

34、ultisim 元件库中找不到课程设计所给的元器件。解决方法： 上网查找一些能够代替已知元件库中有关的器件，通过查找资料后采用1N4007代替FR107和FR307,采用TLP521-1代替PC817。但是由于1N4007不是快恢复二极管,所以并不具有快恢复特性，而且P C817是线性光耦，用TLP 521-1代替会产生很大的误差。由于器件误差的原因，仿真时会先输出18V左右的电压，然后逐渐减小到7V，即我们设计所要求的电压。问题二： 变压器的绕制及原副边匝数比。解决方法： 由于变压器的原副边匝数比需要自己估算， 所以我们多次求值， 带入模拟电路进行仿真，最终确定匝数比为45:3:6。Ra1支

35、路给辅助绕问题三： 刚开始调试时，稳压管在之间跳动，达不到，无法满足芯片供电要求。解决方法： 通过对电路的分析，我们猜测此时只有原边整流电压通过组的电容充电，使稳压管的电压近似稳压在8V，原边电路可能在整流之后有错误。经过我们对线路的检查，发现原边的电阻、 电容、二极管的串并联支路焊接时出现了错误，改正之后稳压管可以提供芯片正常供电电压12V。问题四： 带载能力弱，增大负载时烧坏了熔断器。解决方法： 开始时， 我们怀疑是瞬时电流过大， 这个问题不只是在我们组出现， 由于好几个组都有这个问题，我们通过讨论，将与芯片3管脚相连的电容由 103改为471，问题得到没有足够的余量，了解决。后来询问老师， 老师说可能也是由于我们电路的参数取得太边缘， 导致外加负载对电路产生很大的干扰。七、实验总结Multisim此次课程设计的过程比较曲折， 但是最终达到了设计要求。 我们先进行了相关理论计算并且进行合理的布线，避免跳线，同时查找有关资料进行仿真，然后进行了变压器的绕制，电路板的焊接与调试，最终完成 210/7V 单端反激式开关电源，单路输出7V并能带1A的负载。而且可以实现过流保护功能。在调试前期由于初期没发现焊接错误， 前期调试花费了很长时间