采用数字控制的400Hz大功率逆变电源

1、第 29 卷 第 6 期中国 电 机 工 程 学 报Vol.29 No.6 Feb.25, 2009362009 年 2 月 25 日Proceedings of the CSEE2009 Chin.Soc.for Elec.Eng.文章编号：0258-8013 (2009) 06-0036-07中图分类号：TM 46文献标志码：A学科分类号：47040采用数字控制的 400 Hz 大功率逆变电源李子欣，王平，李耀华，朱海滨，胜晓松，高范强(中国科学院电工研究所，北京市 海淀区 100190)400 Hz High-power Voltage-source Inverter With Digi

2、tal ControlLI Zi-xin, WANG Ping, LI Yao-hua, ZHU Hai-bin, SHENG Xiao-song, GAO Fan-qiang(Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Haidian District, Beijing 100190, China)ABSTRACT: The influences of digital control on 400Hz high power voltage-source inverters were analyzed. A

3、nalyses show that computation delay in digital control leads to a narrow bandwidth of the inductor current loop or capacitor current loop. So the low order harmonics introduced by some nonlinear factors, such as the dead time, the nonlinear loads, can not be suppressed by the inverter and the perfor

4、mance of the source is worsen. The paper analyzes the reason why the outer amplitude loop must be adopted in other double-loop based control methods and points out the drawbacks of this type of approach. A new resonant controller based single-loop method suitable for digital control was proposed. Te

5、st results of a fixed-point 16-bit DSP controlled three-phase 90 kVA 400 Hz inverter with linear or nonlinear loads show the performance of the new scheme is satisfactory.KEY WORDS: digital control; 400 Hz power source; high-power; voltage-source inverter; resonant controller摘要：详细分析数字控制对 400 Hz 大功率逆

6、变电源特性尤 其是计算延时对电感电流反馈环或电容电流反馈环带宽的 影响。分析表明数字控制使得电流反馈环带宽大大减小，逆 变电源无法抑制由于死区时间以及非线性负载等非线性因 素产生的低次谐波，降低了电源的性能。分析其它采用电压、 电流双闭环数字控制的 400 Hz 逆变电源必须采用幅值环作 为外环控制的原因，并指出其存在的缺点。为了获得高性能 的控制效果，提出一种基于谐振控制器的新型的单电压环控 制策略，并分析现有文献中谐振控制器的不同离散化方法之 间的关系，进而提出谐振控制器数字化实现的一种更为直接 的方法。所提出的数字化控制方法简单易行，可以实现特定 谐波的完全消除，即便在定点数字信号处理器

7、(digital signal processor，DSP)上也能很好地实现。在 16 位定点 DSP 控制 的三相 90 kVA 组合式 400 Hz 逆变电源上的线性负载以及非 线性负载实验表明，该方法正确可行，性能优良。关键词：数字控制；400 Hz 电源；大功率；逆变电源；谐 振控制器0引言工频 50 Hz 或 60 Hz 逆变电源的控制方法有很 多，例如基于电感电流或电容电流的双闭环控制、 无差拍控制、重复控制等等，然而由于基波频率很 高以及现有的开关器件开关频率的限制，这些方法 一般不能直接应用于 400 Hz 逆变电源的控制当中。 文献1-3采用幅值环与基于电容电流反馈的双闭 环

8、控制相结合的模拟控制方法来控制 400 Hz 电源， 由于采用了模拟控制，其缺点显而易见。文献4-6 采用了类似的方法，并实现了数字化控制，然而， 其控制器的设计的仍旧采用的是模拟设计的思想， 并未考虑数字控制带来的差异；此外，为了消除稳 态误差，采用幅值环作为外环，由于幅值环不能迅 速响应输出电压的变化，因此限制了电源的动态响 应速度。文献7-8考虑了数字控制带来的影响，但 文献7中需要对离散化过程中的诸多干扰项进行 补偿，而文献8则采用龙贝格状态观测器来预测电 容电流值，以消除计算延时造成的影响。显然，这 些方法对系统参数的变化是敏感的。此外，文献7-8 中的谐振控制器的离散化采用了文献9

9、中的方法 以便易于在定点 DSP 上实现，但是，这一方法实际 上与一般的零阶保持器不变法有着直接的关系，可 以进行简化，本文对此进行了证明。其它的数字控 制方法多采用了重复控制或者重复控制与其它控 制方法相结合的方式10-13，其控制较为复杂。由于 需要存储很多拍的数据，计算量和数据存储量都较 大，且重复控制器动态性能较差。文献14-15提出 一种基于空载极点对消的单电压环控制方法，以便 消除逆变器在空载时靠近 z 平面上单位圆的极点， 但当负载发生变化时，此方法中的控制器并不能对 消系统极点；同时，这一方法不能适应非线性负载，也不适用于单相逆变器的控制。1逆变电源及其离散时间模型rLUdc+

10、Ui-iLioiCC+Uo-Z图 1 单相逆变器Fig. 1 Single-phase inverter逆变器是构成逆变电源的核心部分。单相逆变 器的一般结构如图 1 所示，图中 L 为滤波电感，C 为滤波电容，r 为考虑死区时间、电感电阻等因素 时的等效电阻，io 为负载电流，本文将其视为系统 扰动。400 Hz 逆变电源的拓扑结构还有三桥臂6,12， 四桥臂16-17以及由单相逆变器构成的组合式三相 逆变器14-15等。这些结构的逆变电源经过坐标变 换，在两相静止坐标下的模型均可用单相逆变器来 表示，因此本文以单相逆变器为例进行分析，其结 论同样适用于三相的情况。忽略逆变器开关的高频 分量

11、，以电感电流和电容电压作为状态变量，则其 连续时间状态方程为2数字控制对电流反馈环的影响在 50 Hz 或 60 Hz 逆变电源的电压闭环控制中， 根据串级控制的思想，很多情况下都加入了电感电 流或电容电流内环，以期达到增加系统快速性、降 低参数敏感性等目的，但是，在 400 Hz 逆变电源中， 数字控制造成的计算延时对电流内环产生了恶劣 的影响。单相逆变器的控制需要输出跟踪正弦信号，因 此控制器一般只用比例控制而不采用积分控制，以 防产生相位误差1-5。对于连续时间模型，基于电感 电流反馈的电流内环可以由图 4 来表示。图中 Kp 为电流环比例增益。由图 4 可知，输出电压对于电 感电流来说

12、是一种扰动，分析电流环的带宽和稳定 性时可以将其忽略，因此离散时间的电感电流内环 可以进一步简化成图 5。Z-1ZOH*Tio - iLiLiCuo+KpT 1 - 1Ls+r+Cs图 4 基于电感电流反馈的电流内环Fig. 4 Inner inductor current loopdiL r1 10 *i L KZ-1 ZOH 1 iLL LdtL i L ui + -pTLs+r = + (1) duo 10 uo 0 1 io T dt CC 相应的连续时间模型可以由图 2 表示。io图 5 简化的电感电流内环Fig. 5 Simplified inner inductor curren

13、t loop图 5 中滤波电感与等效电阻通过零阶保持器不 ui1iL - iC 1uo变法离散化后为+ -Ls+r+Cs(z - 1) 1z(1 - e-Tr/L )图 2 单相逆变器连续时间模型Lr (z) = - =zr (z - 1)(z - e-Tr/L )Fig. 2 Continuous time model of single-phase inverter1 (1 - e-Tr / L )-Tr / L(2)对此模型可以采用零阶保持器不变法进行离散化。需要注意的是，在数字控制中，由于采样及 程序执行需要一定时间，PWM 波形的更新往往需 要滞后一拍采样时间，本文称之为计算延时。此

14、计 算延时在 50 Hz 或 60 Hz 的情况下大多可以忽略， 但对 400 Hz 逆变电源却有着至关重要的影响，不可 忽略，因此，逆变器的离散化模型可以由图 3 表示， 其中 T 为采样周期；零阶保持器(zero-order hold，r (z - e)对于 400 Hz 逆变电源来说，LC 滤波器的谐振频率 一般选择在 1 600 Hz 即 4 次谐波左右14，为了抑制 电感上的纹波电流，一般 L 至少为几十mH；而为了 控制 400 Hz 的基波，采样频率一般至少为 10 kHz， 否则每个基波周期采样点太少，不能达到很好的控 制效果，同时，等效电阻一般也很小。这样，就有 Tr / L

15、 1 ，因此式(2)可以近似表示为ZOH)用 ZOH 表示。1 (1 - e-Tr / L )1 Tr / LT 1 L (z) =(3)1Ls+rZOHUinvZ-1 T+-io iiL - C+rr (z - e-Tr / L )r (z - 1)L (z - 1)1UoutCs于是，电感电流内环离散传递函数可以表示为TKpiC (z) = iL =(4)图 3 单相逆变器离散时间模型Fig. 3 Discrete time model of single-phase inverterL*L z(z - 1) + KpT / LL为了保证闭环稳定性，离散闭环传递函数的所有极点必须位于 z

16、平面的单位圆内，故由式(4)可得 电流环比例增益的范围为值可知，Kp0.54，而电流环的带宽远小于 2 000 Hz。 提高采样频率也可以使得电流环带宽增加，但在大Kp L / T(5)功率的场合，这又是不现实的。方便起见，下文将结合本文实验所用参数，即 取 L=150 mH，C=48 mF，r=0.2 W，采样频率 fs=1/T= 12 kHz。假设 Kp = aL / T ，其中 0a1。图 6 是 a=0.3 和 a=0.5 时电流环的幅频特性。a=0.5a=0.35|CL|/dB0-5-10-15-20对于采用电容电流反馈的情况，由图 4 可知， 忽略负载电流的扰动，则电容电流反馈和电

17、感电流 反馈是一致的，上述结论仍然成立。综上，数字控制使得电流反馈环带宽变窄；由 于电流环处于内环，采用双闭环控制时，使得逆变 器电源抑制谐波的能力大大降低。3双闭环控制中幅值环的作用01a=0.5a=0.30jCL/()-100-200-300-4000123f/kHz23456456由上述分析可知，当采用双闭环控制时，电流环比例增益取值范围很小，而电压环比例增益取值 范围也不大。这样在给定正弦波信号的条件下，输 出电压就会产生较大的偏差，不能满足要求。图 7 示出了加入幅值环后双闭环控制框图。假设输出电压的有效值给定为 urms，输出电压f/kHz图 6 电流环的幅频特性给定值为2urms

18、 sin(800t) 。若没有幅值环外环，即uref =2urms sin(800t) ，输出电压有效值为 kurmsFig. 6 Frequency response of current loop由图 6 可见，a=0.3 和 a=0.5 时电流环的带宽 约为 1 250 Hz 和 2 180 Hz。显然，增大 Kp 的值可 以增加电流环的带宽，然而，如果令式(4)的虚部 为零，即(0k1)。由于图 7 中虚线部分为线性系统，电压环 和电流环参数不变的条件下，当给定值 uref 增加或 减少时，则电源输出电压也会按相同的比例增加或 减少。实际上，当输出电压有效值与给定有效值存 在偏差时，幅

19、值环由于积分控制器的作用不断调整ImCL(ej2fT ) = Ima = 0ej2fT (ej2fT - 1) + a(6)uref，达到稳态时，使电源输出电压的有效值与给定值相等。此时，相当于令 u= 2(u/ k ) sin(800t) 。则有cos(2fT ) = 12(7)refrms稳态时，图 7 可以等效成图 8。由图 8 可知，幅值 环的加入实际上相当于提高了参考电压的给定值，由于采样频率为 fs=1/T，根据香农采样定理，只考 虑 f1/2T 的频率，必定有 0fT0.5。故fT=1/6(8)因此，在频率为 f=fs/6 处，式(4)的频率特性为但由于幅值的变化不能立即反映输出

20、电压的变换，使得电源的动态响应变得很慢。文献6将三相逆变 电源变换到两相旋转坐标系下，以便将三相交流量 变换成直流量，这样就可以采用积分控制器来消除C (ej2fT ) = a 0La - 1(9)静态误差，但由于电流内环的带宽限制，又必须加即无论 Kp 取何值，在 f=fs/6 处电流环的相角滞后始 终为 180。当输出电压中存在此频率附近的谐波 时，其相角滞后也在 180左右，即相角裕度为 0 左右，对系统性能的影响十分不利。考虑到大功率 应用场合开关频率的限制，一般 f=fs/6 在 5 次谐波sinwtUrms+-PIUref+ -Kpv +UoKpc PWM-iL逆变电源求有效值TT

21、图 7 加入幅值环的双闭环控制Fig. 7 Double loop control with an outer RMS loopsinwt即 2 000 Hz 附近，例如，本文实验中所用参数，fs/6=Urms1/kUref逆变-电源KpvKpc PWM2 000 Hz，恰好为 5 次谐波频率，所以，Kp 的值不应取得太大，以便使 fs/6 频率处产生较大的衰减， 但这同时使得电流环的带宽远小于 fs/6。对于本文 所用参数，应有 a0.3；又由采样频率和滤波电感+ -+iLUoTT图 8 稳态等效框图Fig. 8 Equivalent block diagram in steady stat

22、e入幅值环外环，因此动态性能同样受到了限制；此 外，逆变器在两相同步旋转坐标系下两轴模型之间 存在耦合，使分析变得复杂。4 谐振控制器的离散化1.0输入信号/V0.50.0-0.5-1.00.00.51.01.52.02.53.0采用比例控制的单相逆变电源无法达到优良 的性能，必须采用合适的控制器才能解决这一问 题，谐振控制器能够满足这一要求。谐振控制器在 谐振频率下具有无穷大增益，而对谐振频率之外的 信号能够迅速衰减。一般可按9中原则选择1.0电感电流/A0.50.0-0.5-1.0t/s(a) 输入信号波形=R(s) = Rout (s)1 (10)0.00.51.01.52.02.53.

23、0t/snRin(s) s2 + w 2(b) 电感电流波形图 9 谐振控制器的特性或者按文献7-8中的原则选择Fig. 9 Characteristics of resonant controller=R(s) = Rout (s) s (11)用正相当于积分控制器对直流信号的控制作用，因Rin(s) s2 + w 2此可以认为谐振控制器就是正弦信号的“积分器”。n在谐振频率下式(10)会对系统引入 180的相角滞后，而式(11)只会引入 90的相角滞后。从增 加系统相角稳定裕度的角度考虑，一般采用式(11)。 为了对控制系统中存在的相角滞后进行补偿，式(11) 可以修改为式(12)当谐振控

24、制器也就是虚拟 LC 电路的输入信号 为谐振频率的正弦波时，LC 电路发生串联谐振， 相当于阻性电路。当输入信号去除后，电感电流将 会是谐振频率下的正弦波，且其相位与之前输入信 号的相位相同。电容电压则是滞后输入信号 90的=R(s) = Rout (s) s cosqn - wn sinqn(12)同频率正弦波。式(14)正是产生了一个比输入信号Rin(s) s2 + w 2超前qn 角度的正弦信号。n式中qn 为时间滞后补偿角。如果采用零阶保持器不变法对式(12)直接进行离散化可得对于某一特定频率的谐振控制器来说wn 为一 常数，因此可将其折算到谐振控制器的输入端或输R(z) = (k1n

25、 - k2n )z - k1n - k2n 1 (13)出端所乘系数当中。将输出方程(14)改写为nnz2 - 2z cos(w T ) + 1wRout (s) = IL (s)cosqn - UC (s) sinqn(15)式中：k1n = cosqn sin(wnT ) ；k2n = sinqn 1 - cos(wnT ) 。由于 1/wn 的存在，使得离散化得到的模型中一些系虚拟的 LC 电路的连续时间状态方程为dIL (t) 数的绝对值非常小。例如，对于 400 Hz 的谐振控制 dt 0=-wn IL (t) + Rw (t)n(16) in器 1/wn=3.978 910-4，又

26、因 k1n 和 k2n 的绝对值均小dUC (t) wn0 UC (t)0 于 2，所以式(13)中的系数将会很小，而且随着频 率的增加，系数将会变得更小，因此，式(13)在dt对上述状态方程和输出方程进行离散化，可得16 位的定点 DSP 上实现时就会产生很大的误差。 IL (k + 1) = a11na12n IL (k) + b1n 式(11)或(12)可以由所谓的虚拟 LC 方法来实现，即UC (k + 1)a21na22n UC (k )b2n 式(12)中谐振控制器的输出方程7-9可以表示为R (k) A IL (k ) + BR(k )(17)Rout (s) = IL (s)

27、cosqn - UC (s) sinqn /wn(14)in C(k)inU式中 IL 和 UC 分别为虚拟 LC 电路中的电感电流和 电容电压。图 9 所示是虚拟 LC 电路的输入信号和 电感电流的波形。输入信号总共持续时间 3 s，其中式中：a11n=a22n=cos(wnT)；a21n=-a12n=sin(wnT)；b1n=sin(wnT)；b2n=1-cos(wnT)。 输出方程为01s 为 sin(100t) ，12 s 为零，23 s 为 -sin(100t) 。 I (k ) L I (k ) LRout (k ) = cosqn- sinqn U(k) C U(k)(18)由图

28、 9 可知，当输入信号存在时，电感电流不断增 C C加。误差为零时，电感电流维持恒定值。输入信号与原来反相时，电感电流不断减小。对电容电压有 类似结论。可见，谐振控制器对正弦信号的控制作于是离散化的谐振控制器可用式(17)、(18)来实现。所有的系数均可用三角函数表示，其绝对值都小于1，在定点 DSP 上实现时可用较高的定标格式，精度损失小。但是，这种虚拟 LC 法并不是最简单的，而且 与零阶保持器不变法有直接的关系。如果分别以虚 拟 LC 电路的电感电流和电容电压作为输出，利用 离散时间状态方程(17)和输出方程(18)可得到输出 对输入的 z 传递矩阵，因为是一维，也就是 z 传递 函数P

29、WM 及逆变桥Uref_n io-Uo_nRn(z)Z-1ZOH 1 iL iC+ -T+ Ls+r-+1CsT图 11 基波及谐波的谐振控制器 Fig. 11 Resonant controller for fundamental and harmonics从图 11 可得R(z) = C (zI - A)-1 B = (k1n - k2n )z - k1n - k2n(19)U=URn (z)H1 (z) -iH2 (z)(20)z2 - 2z cos(w T ) + 1o_ nref _ n 1+ R (z)H (z)o 1+ R (z)H (z)nn1n1比较式(13)、(19)不难发

30、现，这种所谓虚拟 LC法实现的谐振控制器与直接用零阶保持器不变法 得到的模型只相差一个系数 1/wn，虚拟 LC 法是把 用零阶保持器不变法得到的谐振控制器离散传递 函数分子中的系数扩大为原来的wn 倍，因此，对谐 振控制器进行离散化时无需再采用虚拟 LC 法，直式中 H1(z)和 H2(z)为逆变电源离散化过程中生成 的。由于系统设计时能保证基波或者谐波频率下， 系统的各个部分不会发生谐振，因此，H1(z)和 H2(z) 在基波或者谐波频率下其增益均为有限值，而 Rn(z) 的增益为无穷大，因此式(20)即为Uo_ n =Uref _ n(21)接计算式(19)即可，本文的实验即采用此法，此

31、外，离散谐振控制器的传递函数已知，可以在控制器设 计时用以分析系统的稳定性，而文献7-9中的虚拟 LC 法无法做到这一点。5 新型的单环控制策略逆变电源由于 2 阶 LC 滤波器的存在，在空载 时其开环幅频特性在 LC 谐振频率点存在谐振峰， 对电源特性是不利的。采用电压环、电流环反馈 或其它的控制策略，如重复控制的目的也是为了 使这一谐振峰衰减13。谐振控制器在谐振频率外能 迅速衰减输入信号；此外，综上可知，谐振控制器 相当于正弦信号的“积分器”，可以实现对正弦信 号的无差跟踪。基于上述分析，本文提出 400 Hz 逆变电源的一种新型控制策略，其控制结构如 图 10 所示。由于谐振控制器对特

32、定的谐振频率增益为无 穷大，而对此频率之外的信号能迅速衰减，因此对图 10 中的基波以及各次谐波的谐振控制器可以 分别进行分析而互不影响。以 Rn(z)表示基波或谐即基波或者谐波的输出与给定值完全相等，而与系 统参数变化或者负载干扰无关。谐波的给定值为 零，所以就实现了谐波的完全消除。当然，在实际 应用时，Rn(z)需要乘以一个系数，以保证系统稳定 性。Rn(z)可按式(19)计算，因此系统的稳定性可以 分析，Rn(z)需要乘的系数也可以计算得到，不再赘 述。显然，无论 Rn(z)所乘系数多大，都不影响其增 益无穷大的特性，即式(21)始终成立。由图 11 可知，在非线性负载中的谐波电流会 在

33、输出电压中产生谐波电压扰动，而加入谐波谐振 控制器后，谐波谐振控制器会产生与谐波电流产生 的扰动相反的信号，叠加到输出电压后，就消除了 负载谐波电流的干扰，而谐振控制器产生的谐波信 号经过 LC 滤波器后会有相位滞后，同时，数字控 制也会产生一拍采样时间延时，这些因素都可以通 过相位滞后补偿角qn 来进行补偿。例如，对于本文 所采用参数，5 次谐波经 LC 滤波器后相角滞后约 140，一拍采样延时产生的相位滞后为 60，因此，q5=200波谐振控制器，如式(21)，因此图 10 可以由图 11LC滤波器基波谐振控制器3 次谐波谐振控制器n 次谐波谐振控制器Uref+PWM逆变桥uo-来分析。图

34、 10 400 Hz 逆变电源的新型控制策略Fig. 10 New method for control of 400 Hz inverter。6实验验证为验证本文提出的控制方法，在带三相五柱输 出变压器的三相 90 kVA 组合式 400 Hz 电源上进行 了相关实验。三相组合式逆变电源由 3 个共直流母 线的 H 桥构成，通过三相 Y/Y 连接的输出变压器 获得三相四线输出。由于采用了三相输出变压器， 三相的控制之间存在耦合，但三相五柱变压器为逆 变器输出电压的零序分量提供了通路，使得三相逆 变器按照 3 个单相逆变器独立控制成为可能。3 个H 桥的控制均由同一 DSP 来进行控制，以保证

35、三相 电压输出相位的对称性。逆变器直流母线由三相不 控整流得到，整流输入电压为三相 380 V/50 Hz。逆 变电源输出相电压为 115 V/400 Hz，滤波器参数为 L=150 H，C=48 F，r=0.2 W。功率器件采用绝缘 栅双极晶体管 (insulated gate bipolar transistor ， IGBT)，开关频率为 6 kHz，PWM 采用单极倍频调 制方式。为了保证逆变器中的开关器件能够正常工作， 必须为开关器件设置一定的死区时间，但死区时间 作为整个系统的一种非线性因素，使得逆变器的输 出电压中会产生 3 次、5 次等低次谐波；另外，由 于开关器件本身存在的导

36、通管压降也会造成输出 电压中出现低次谐波，因此逆变电源的控制中采用 了基波、3 次和 5 次谐波谐振控制器。iA(100 A/格) uA(200 V/格)图 12 是三相 22 kW 电阻负载条件下输出电压 和电流波形 。其中输出 电压谐波畸 变率 (total harmonic distortion，THD)为 1.0%。图 13 是三相不 控整流桥接电阻负载条件下输出电压和电流波形， 其中输出电压 THD 为 1.4%。由于三相波形情况一 样，因此只给出了 A 相的情况。这远优于文献15 中提出的方法的实验结果。图 14 是三相 39 kW 对 称负载条件下三相输出电压和 A 相电流波形，

37、其 中，输出电压 THD 为 1.0%。为了验证本文方法的 动态特性，进行了突加负载实验。系统由空载到突 加 39 kW 负载时三相输出电压与 A 相电流波形如图 15 所示，输出电压恢复时间小于 2 ms，可见本文提uAiAt(1 ms/格)图 12 三相 22 kW 阻性负载时 A 相电压、电流iA(20 A/格) uA(200 V/格)Fig. 12 Output voltage and current of phase A under 22 kW three-phase resistance loaduA iAt(1 ms/格)图 13 三相整流负载时 A 相电压、电流Fig. 13

38、Output voltage and current of phase A under three-phase rectifier loadiA(150 A/格) u(100 V/格)t(1 ms/格)iA(150 A/格) u(100 V/格)图 14 三相 39 kW 阻性负载时三相相电压、A 相电流 Fig. 14 Output voltages and current of phase A under 39 kW three-phase resistance loadt(1 ms/格)图 15 突加三相 39 kW 阻性负载时三相相电压、A 相电流Fig. 15 Output volt

39、ages and current of phase A under 39 kW three-phase resistance load change出的方法具有很好的动态特性。由实验结果可知，无论是线性负载还是非线性 负载，3 次、5 次谐波几乎完全消除，系统的动态 特性优良，达到了理想的控制效果。实验当中对死 区时间和开关器件导通管压降造成的影响均未进 行补偿，由实验结果可知，谐波谐振控制器也能够 有效地抑制逆变器本身非线性特性造成的输出电 压畸变。7结论分析数字控制对 400 Hz 逆变电源特性尤其是 电流反馈环带宽的影响，讨论幅值环在双闭环控制 中的作用，简化了谐振控制器的数字化实现方法

40、， 并提出一种新型的控制策略。实验结果表明本文理 论分析正确，提出的控制方法简单有效。本文主要 讨论的是单相逆变电源的控制，对于三相三桥臂的 情况，只需变换到两相静止坐标系下，即可采用本 文的方法。此外，对于更高频率中频电源的数字控 制，本文分析所得结论同样适用，可作为相关的分 析和设计之参考。参考文献1 卢家林，苏彦民一种新型的大功率高性能逆变电源控制方案J电工电能新技术，2002，21(1)：73-77Lu Jialin，Su YanminA novel control strategy for high-power high-performance AC power suppliesJA

41、dvanced Technology of Electrical Engineering and Energy，2002，21(1)：73-77(in Chinese)2 孙进，宋聚明，卢家林，等针对不平衡负载三相逆变电源控制 方法的研究J电工电能新技术，2003，22(1)：29-31Sun Jin，Song Juming，Lu Jialin，et alStudy on control method of three-phase inverter power supply with unbalanced loadJAdvanced Technology of Electrical Engin

42、eering and Energy，2003，22(1)： 29-31(in Chinese)3 王禾光，李景田，冯广义，等大容量航空地面静止变频电源研 制J电源技术应用，2006，9(3)：34-38Wang Heguang，Li Jingtian，Feng Guangyi，et alDesign of series of large capacity aircraft static ground support power supplyJPower Supply Technologies and Applications，2006，9(3)：34-38(in Chinese)4 谢孟，蔡昆

43、，胜晓松，等400Hz 中频单相电压源逆变器的输出 控制及其并联运行控制J中国电机工程学报，2006，26(6)：78-82 Xie Meng，Cai Kun，Sheng Xiaosong，et alOutput control andparallel operation control of 400 Hz single-phase voltage-source invertersJ Proceedings of the CSEE ， 2006 ， 26(6) ： 78-82(in Chinese)5 蔡昆，李耀华，胜晓松，等高性能单相电压源逆变器的输出控 制J电工技术学报，2005，20(1

44、)：104-107Cai Kun，Li Yaohua，Sheng Xiaosong，et alOutput control of the high-performance single-phase voltage-source invertersJTransactions of China Electrotechnical Society，2005，20(1)：104-107(in Chinese)6 Basile G L，Buso S，Fasolo S，et alA 400 Hz，100 kVA，digitally controlled UPS for airport installatio

45、nsCThe 2000 IEEE Industry Applications Conference，Salt Lake City，Utah，USA，20007 Mihalache LDSP control of 400 Hz inverters for aircraft applications CIndustry Applications Annual Meeting，Jacksonville，Florida， USA，20028 Mihalache LImproved load disturbance rejection method for 400 Hz GPU invertersC A

46、pplied Power Electronics Conference and Exposition，Anaheim，California，USA，20049 Sato Y，Ishizuka T，Nezu K，et alA new control strategy for voltage-type PWM rectifiers to realize zero steady-state control error in input currentJIEEE Transactions on Industry Applications，1998，34(3)：480-48610 李剑，康勇，陈坚400 Hz 恒压恒频逆变器的一种模糊重复混合 控制方案J中国电机工程学报，2005，25(9)：54-61Li Jian，Kang Yong，Chen JianA hybrid fuzzy-repetitive control sc