感应耦合功率传输系统工作原理

1、1 感应耦合功率传输系统的工作原理1.1 感应耦合功率传输系统的构成感应耦合功率传输系统的基本结构包括：电源、初级侧整流及逆变部分、初级侧载流线圈、次级侧感应线圈、次级侧整流及调节部分和负载。图2.1给出了系统的基本构成框图：图2.1 感应耦合功率传输系统结构图Fig. 2.1 Basic structure of a typical ICPT system其中，电源、初级侧整流及逆变部分和初级侧载流线圈属于固定不动部分；次级侧感应线圈、次级侧整流及调节部分和负载可以做成移动部分。初、次级子系统之间不存在电气连接。1.2 感应耦合功率传输技术的工作原理感应耦合功率传输技术的最基本理论依据就是电

2、磁感应原理1419。高频电流通过初级侧载流线圈产生交变磁力线，交变磁力线与次级侧感应线圈相耦合产生感应电动势，从而利用产生的电动势来驱动负载。相对于传统的感应能量传递系统，ICPT系统耦合程度较小。为了提高系统的功率传输能力，初级绕组通常采用高频交流电压驱动。系统工作时，输入端首先将普通工频市电整流成直流，再经DC/AC转换，变成合适的高频交流电，作为初次侧载流线圈的电流输入。经磁路耦合，在次级侧感应出高频交流电。由于存在气隙，耦合系数较小，传输功率较低。需要根据负载的要求对次级侧交流电进行各种处理。若为直流负载，则将高频电流经过整流为负载供电；若为交流负载，则还需要进行逆变处理。所以不存在一

3、种对所有负载都最优的电路拓扑结构，必须根据需要，针对不同性质的负载设计出不同的电路。对于滑动式ICPT系统，进行长距离供电时通常需要一定的开关控制系统，实现初级绕组的分段式供电，提高传输效率。ICPT等效于疏松耦合结构连接的传输系统，其次级侧的拓扑结构，如图2.2：图2.2 次级侧等效电路图Fig.2.2 The equivalent circuit diagram of ICPT设变压器的原边激磁电感为；副边激磁电感为；互感为；原边线圈流过角频率为电流有效值为的交流电，根据耦合关系，副边电路接受线圈将会感应出电压：（2.1）相应的诺顿等效电路短路电流为：（2.2）若副边线圈的品质因数为：。则

4、由以上三式可得出传输功率：（2.3）可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大、和，或减小，但受应用场合机械安装和成本限制，ICPT系统中，值一般较小，而且一旦系统设计完成后，和的值就基本固定了。能够做调整的是乘积量。从设计角度考虑，在参数选择设计中，的值一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感。由此，对传输电能大小调节余度最大的是乘积。从该关系式可见频率与原边电流的关系：提高频率，可以减小原边电流，反之亦然。所以在传输相等电能及其他相关量不变的情况下，采用高频的系统与低频的系统相比，所需初级载流线圈电流大大降低，系统成本大大降低。因此，ICPT系统比较适合

5、采用高频系统。但限于目前功率电子技术及器件的水平，系统频率受到限制，所以一般采用的频率范围为10100KHz。在本课题设计中，采用的频率为90KHz。1.3 感应耦合功率传输系统的类型根据输入载流线圈的电能形式，感应耦合功率传输系统可分为电压馈送串联谐振转换电源电路和电流馈送并联谐振转换电源电路4。1.3.1 电压馈送串联谐振转换电源电路电压馈送串联谐振转换电源电路又可分为全桥式电路和半桥式电路。其中半桥式电路是由全桥式电路演变而来，它是用两个大容量电容代替全桥式一侧的两个开关管而成，如图2.3中（b）所示：图1.3 全桥式和半桥式电压馈送串联谐振电源转换电路Fig. 1.3 Full bri

6、dge and half voltage-fed series resonance converter其中：直流电源；、功率开关管；串联谐振电容；初次侧载流线圈电感；载流线圈本身电阻和二次侧耦合到一次侧负载阻抗的总和；图中与开关管反并联的二极管为功率开关管本身所衍生。当开关管用功率场效应管（MOSFET）时，图中二极管为源极和漏极形成的寄生二极管。稳态情况下，半桥式电压馈送串联谐振转换电路中的两个代替功率开关管的电容电压波动较小，对于串联谐振网络的电压输入相当于电源电压的一半。初次侧载流线圈的感应输出电压的频率、幅值和初始相角都可以通过控制开关管的导通时刻来改变。1.3.2 电流馈送并联谐振转

7、换电源电路电流馈送并联谐振转换电源电路和电压馈送串联谐振转换电源电路具有对偶关系，也有全桥式和推挽式电路两种11，如图2.4所示：图 1.4 全桥式和推挽式电流馈送并联谐振转换电源电路Fig. 1.4 Full bridge and pull push current-parallel resonance converter其中：直流电感；、分裂电感；电流馈送并联谐振电源电路一般用一个电感值较大的直流电感和电压源相串联来构成类似电流源。在稳态情况下，通过直流电感的电流近似为直流。推挽式电路中用两个分裂电感来代替全桥式电路中上面的两个开关管，使通过直流电感器中的电流同时分别流过两个分裂电感。在一

8、般的推挽式逆变电路中，变压器性能的优劣对整个电路的影响较大，制作时应尽量减小变压器的漏磁通。而在这里应用的相互耦合的分裂电感器却与以往的不同，它对耦合系数没有限制。可以用下图的等效变换加以说明，设变压器两边绕组的电感都为，耦合系数为。图 2.5 分裂电感器等效转换图Fig. 2.5 The equivalent circuits of the phase splitting transformer可以看出一个不完全耦合（）的变压器可以等效为一个完全耦合（）变压器和一个等效漏感的连接。等效漏感可表示为：（2.4）其中：互感；耦合系数；比较图2.5（c）和图2.4可以看出，漏电感和直流电感相串联，

9、这样在设计系统时，就可以减小直流电感，甚至不用直流电感。从而使整个系统变得轻便，造价更低。在设计ICPT系统时需要注意逆变电路和谐振网络的连接，一般电压馈送型转换电路的输出和串联型谐振网络连接，电流馈送型转换电路的输出和并联型谐振网络连接。自持式电流馈送并联谐振型转换电源电路能够实现ZVC运行，并能在不需要额外控制电路的情况下，实现电路的自启动和维持振荡运行，此种电路适用于简单的ICPT系统中。本论文将主要进行此种电路的理论分析，并实验验证这种电路的可行性。1.3.3 谐振网络结构根据初次侧和次级侧谐振网络的连接方式，把ICPT系统分为串-串联谐振电路、串-并联谐振电路、并-串联谐振电路和并-

10、并联谐振电路20,21。如图2.6所示：图 1.6 谐振网络的拓扑结构Fig. 1.6 Basic topologies of resonance circuit其中：初级侧载流线圈电感；初级侧谐振电容；次级侧感应线圈电感；次级侧谐振电容；初级侧载流线圈和次级侧感应线圈之间的互感；输出负载；当系统工作在高频下，初级侧必然要消耗大量的无功功率，从而导致初级系统的功率因数较低。为了改善初级功率因数，减小对初级电源的视在功率要求，需要接入谐振电容进行补偿。串联接入电容时，电容上的电压降与初级端的感抗压降相抵消，降低了对电源的电压要求；并联接入电容时，流过并联电容的电流补偿了初级绕组中电流的无功分量，

11、从而降低了对电源的电流要求。由于ICPT系统属于疏松耦合式结构，系统的功率传输能力较低。通过负载的电流和负载两端的电压在很大程度上依赖于负载阻抗的大小，输出功率受到限制。采用次级回路接入谐振电容的方法，可以有效地改善这种情况。电容接入的方式也有两种：串联谐振结构和并联谐振结构。在谐振频率下，采用串联谐振结构时，次级电容压降和次级感抗压降相抵消；采用并联谐振结构时，流入次级电容中的电流与次级电感中电流的无功分量相抵消。由于次级绕组电阻值通常很小，当次级绕组电阻忽略不计时，串联补偿的次级绕组端口近似等效于电压源，而并联补偿的次级绕组端口近似等效于电流源，从而使系统的功率传输能力得到大大提高。1.3

12、.4 谐振电路分析谐振现象22,23是正弦稳态电路的一种特定的工作状况。通常采用的谐振电路是由电阻、电感和电容组成的串联谐振电路和并联谐振电路。在正弦激励下，当端口的电压向量和电流向量同相时，这一工作状况称为谐振，发生谐振时的电源频率称为电路的谐振频率。当负载为、且满足振荡条件时称为谐振负载。这种谐振负载根据电容的位置可以分为串联谐振负载和并联谐振负载，具有这种负载的电路称为谐振式电路。谐振式电路有电压型串联谐振式和电流型并联谐振式两种。对于串联谐振式电路，当其输入电压为方波时，串联回路电流为正弦波。而并联谐振式电路的输入电流为方波时，谐振并联电路的两端电压波形接近为正弦波。（1）电压型串联谐

13、振电路由、组成串联谐振逆变电路如图2.5所示：图2.7 串联谐振电路Fig. 2.7 The series resonance circuit 电路发生谐振时的条件为：或。串联、的阻抗为：（2.5）则当时，为谐振角频率，可以推出：，（2.6）当时，电路处于谐振状态，电感和电容阻抗相互抵消，即电路阻抗为纯阻性质。令：，则有：（2.7）式中为串联谐振电路的特性阻抗，它是由电路的、参数决定的量，与其它因素无关。谐振电路的特性阻抗与回路电阻的比值称为谐振回路的品质因数。串联谐振的频率特性24,25如图2.6：图2.6 串联振荡的频率特性图Fig. 2.6 The series resonance fe

14、ature of frequency由上图可知，当时，由于容抗阻挡，全部电压加在电容上，当逐渐增大，容抗逐渐减小，感抗逐渐增大；当时，电路处于谐振状态。当继续增大时，回路呈感性，感抗阻止电流通过。当接近无穷大时，感抗完全阻止电流通过，即通过的电流，此时电压全部加在电感上。串联电路的谐振频率和谐振角频率与电阻无关，它反映的是串联电路的一种固有的性质，而且对于每一个、串联电路总有一个对应的谐振频率。而且可以通过改变或可使电路发生谐振或消除谐振。发生谐振时各元件的阻抗表达式和电压向量分别为：（2.8）（2.9）（2.10）（2.11）电感上与电容上的电压向量之和为零：（2.12）可见和的电压有效值相

15、等，相位相反，相互完全抵消。同时，和是输入电压的倍，如果时，电路在接近谐振时，电感和电容上会出现超过外施电压倍的高电压。图2.7 谐振电路的电压和电流波形Fig.2.7 The waveform of voltage and current in resonance circuit当输入电压为交流方波时，如图2.7所示，为方波电压输入，电路在时发生谐振，谐振电路电流为正弦波，且与输入方波电压同步。方波电压可化为傅里叶级数形式：（2.13）谐振基波阻抗的模为，则基波的电流幅值为：。对于次谐波有：（2.14）次谐波的电流幅值为：（2.15）显然次谐波的阻抗值随着的增大而增大。比较,和可知，当值足够

16、大时，随着谐波次数的增加，中所含的谐波分量远远小于基波。所以，一般认为串联谐振逆变器的输出电流非常接近正弦波，可用下式表示：（2.16）当时，、的作用相当于一个电容，电压相位滞后电流相位一个角度，串联振荡回路呈容性，其电流波形如图2.7中所示，的幅值比的幅值小。当时。、的作用相当于一个电感，电流信号的相位会滞后电压信号相位一个角度，其波形如图2.7中的，其幅值也比的电流幅值小。（2）电流型并联谐振电路由、组成电流型并联谐振电路如图2.8所示：图 2.8 电流型并联谐振电路Fig. 2.8 The current-fed parallel resonance circuit则负载阻抗为：（2.1

17、7）电路谐振时，电流表达式的虚部为零，可求得谐振时的角频率为:（2.18）可以看出并联谐振和串联谐振的谐振频率近似相等，这是因为谐振时，对角频率的影响极小，可以忽略。则有16。谐振时的输入电流为：（2.19）由上式可得谐振时电路的阻抗为:（2.20）流经电容的电流为：（2.21）流经线圈的电流为：（2.22）其模为：（2.23）谐振时输入端的电流很小，而电容和线圈支路的电流都是它的倍。由于，可求得阻抗的模为:（2.24）与串联谐振的分析相类似，当为零时，电感相当于短路，而电容相当于断路，电流完全从电感支路流过，回路阻抗呈阻性，此时电流最大。当从零开始增大时，阻抗逐渐增大，输入端的电流逐渐减小，

18、一直保持到谐振点，整个回路呈感性。当时，阻抗达到最大值，电流为最小，此时，容抗和感抗相等，电容支路和电感支路上的电流值均等于输入电流值的倍，整个回路再次成阻性。继续增加，回路阻抗逐渐减小并趋向于零，电流逐渐增大，回路呈容性。1.3.5 谐振式电路的特点(1)可以通过改变电路参数，将谐振式电路的频率调谐在谐振频率附近，从而获得正弦的输出电流和电压，而无需通过低通滤波器来消除其低次谐波。(2)谐振电路中，部分元件要承受很大的电流或电压。对于电力半导体器件来说，就会因此而引起很大的器件应力，很容易使这些器件损害，这是谐振电路的一大缺点。1.4 推挽式电流馈送并联谐振电路的分析如前所述，电流馈送并联谐

19、振电源电路有两种形式：全桥式电流馈送型电路和推挽式电流馈送型电路。这两种电路的主要不同就是用一个分裂电感器代替了全桥式电路中的上面两个开关管。推挽式电流馈送型电源电路中，分裂电感器起分流的作用，使通过直流电感器的电流分别流向分裂电感器的两边。由于开关管的交替导通，使流进并联谐振网络的电流近似为交流方波电流，其幅值是通过直流电感器电流的一半。从以后的理论分析可以看出，推挽式电流馈送型电路的谐振电压是全桥式馈送型电路的两倍，这在感应耦合功率传输系统应用中至关重要，因为这样可以使导轨在电流不减小的情况下，大大加长导轨的长度。推挽式电流馈送型电路的缺点是体积和重量较大，而且造价也比全桥式昂贵。推挽式电

20、流馈送并联谐振电路的基本结构如图2.9所示，其中代表任意网络。由于分裂电感器可以等效转化为一个耦合系数为1的理想变压器和一个漏感的连接，且漏感和直流电感器相串联，这样就等效为一个大的直流电感。图2.9 推挽式电流馈送并联谐振电路Fig. 2.9 Pull push current-fed parallel resonance converter理想情况下，有：，所以，无论为何种网络总有：（2.25）稳态情况下，由于直流电感两端电压的时间积分为0，所以的平均值等于。这样就可以把网络两端的电压和输入电压联系起来。当网络是谐振网络时，且运行在零电压开关模式（ZVS）时，忽略高次谐波，则端电压近似为正

21、弦波：（2.26）其中为电压有效值，为谐振频率。输入电压和网络端电压的关系。可以用图2.10表示：图2.10 ZVS模式时的波形图Fig2.10 The voltage waveform at ZVS condition又由于：（2.27）所以在一个开关管导通的时间内，端电压的平均值的二分之一等于，则有效值和峰值分别为：（2.28）（2.29）可以看出输入电压直接决定了网络端电压的大小。当电路运行在非ZVS模式时，电压、将出现负值，此时公式（2.25）仍旧成立，而电压的平均值仍等于，所以交流端电压的有效值和峰值就要增大以满足上述条件。当忽略高次谐波时，交流电压的有效值和峰值分别为：（2.30）

22、（2.31）其中是非ZVS模式时的相移。由公式（2.30）、（2.31）可以看出，通过控制相移，可以改变交流端电压的有效值和峰值的大小。然而，太大的相移会使系统不稳定。电流输入型电路的输出和并联谐振网络相连，则并联谐振网络中的初次侧线圈中的电流为：（2.32）其中，实际运行频率，谐振频率，品质因数。当品质因数较大时，系统实际运行频率近似等于谐振频率。从上式可以看出，品质因数较大时，一次侧线圈中的电流由谐振电压和线圈的阻抗决定，而负载影响较小11。1.5 自持式电流馈送并联谐振电路自持式电流馈送并联谐振电路能够实现自启动，且运行在ZVS模式下。所谓自持式运行，即电路不需要额外的控制电路，就能实现自启动，并能维持运行。大大降低了系统的复杂性和费用，实用性较强。自持式电路中每一个开关管的控制电压分别取自另外一个开关管的两端电压，形成自持式电流馈送并联谐振电路6，电路如图：图2.11 自持式电流馈送并联谐振电路Fig. 2.11 Se