射频晶体管放大器要点

1、微波晶体管放大器前言 21. 场效应管和双极性晶体管模型 4.2微波晶体管放大器三种增益 6.3微波晶体管放大器稳定性的判断 9.4. 小信号放大器微波晶体管放大器的设计 1.41. 双共扼匹配设计方法 1.82. 功率增益和资用功率增益圆 2.03. 噪声系数圆 2.5.4. 等驻波比圆 2.7.5. 宽带放大器设计 3.0.1. 频率补偿匹配网络 3.0.2. 平衡放大器 3.3.3. 负反馈电路 3.5.6. 功率放大器 3.7.1.大功率放大器的几个重要的参数 3.72. 微波晶体管功率放大器的设计 4.01.用管子大信号设计功率放大器 4.12.大信号 S 参数设计功率放大器 4.1

2、3. 多级放大器 4.3.4. 功率合成法 4.6.、八、-刖言放大器在硅双极型晶体管和砷化傢 MESFET之间选择晶体管。相对增益、 噪声系数和功率的比较如下表。在微波集成电路中，更常采用砷化傢MESFET,这是因为砷化傢MESFET放大器的增益较高、输出功率较大、噪声系数较低。 较高的增益是由于电子的迁移率较高 （与硅相比）造成的；输出功率的改善则是 电场较高和电子的饱和漂移速度较高的结果；噪声系数较低的部分原因是由于电子载流子的迁移率较高造成的。而且，与双极型晶体管相比，在FET中存在噪声源较少（没有散弹噪声）。与硅双极型晶体管相比，砷化镓主要的缺点是1/f噪声较咼。在微波频率的低端，即

3、 2GHz-4GHz，由于晶体管价格较低，而且砷 化镓MESFET不易实现阻抗匹配（和在频率较低时其模接近于1），低噪声系数 的优势不明显，因此多采用双极型晶体管。场效应管主要用于5 10GHz混合和 单片电路中，具有高增益和低噪声的特性。近几年主要采用高电子迁移率管（HEMT High Electron Mobility/Transistor） 或异质结管（HBT Heterojunction bipolar Transisto r）。HEMT 不仅可获得超高频（12G以上）、超高速，还具有低噪声。HEMT是平面结构，而HBT是非平面 结构，工艺上比HEMT难度大。FrequencyGHzC

4、r；iAs FETGaAsllEMTSilicon BipokirGaAh HBTGain%GainF TDiflGainFjbihGii in420(15-J52.58160.7-94.5*="12121.()220.56N.d4.0IM81,2160.9u36!2L710-皆2.67一微波晶体管之间噪声和增益之间的比较根据微波晶体管按其本身的特点可以分为：低噪声放大器，宽带放大器和大 功率放大器。低噪声放大器（LNA）作用：主要用来对微弱的微波通信信号进行低噪声放大 以提高接收机的接收灵敏度，广泛应用于移动通信、雷达、电子对抗及遥控遥测 系统接收机的前端，其性能好坏直接影响到整个

5、接收系统的性能。因此，低噪声放大器的设计是通信接收机设计的关键。主要特点是噪声系数低，线性好，动态 范围大。在微波晶体管或一般频段晶体管的多级低噪声放大器的设计中， 通常应 用的原理是将低噪声系数与低电压驻波比作为第一级的主要技术性能进行设计， 而第二、三和以后几级则按平坦的增益特性和最大功率增益等性能进行设计。 这 种设计方法即可以使放大器具有低噪声和低电压驻波比， 对可以使其具有所要求 的平坦的增益特性和一定的功率增益。微波功率放大器是微波通信系统、 广播电视发射、 雷达、 导航系统的核心部 件之一。在所有微波发射系统中， 都需要功率放大器将信号放大到足够的功率水 平，再由天线将讯号辐射出

6、去， 经电波传播媒介而到达接受端， 以实现信号的发 射，实现信号的远距离传输和保障可靠的接收， 因此功率放大器的性能是制约系 统性能和技术水平的关键部件。 微波晶体管功率放大器可以用微波双极晶体管或 者微波场效应管（FET来研制。研究功率放大器的着眼点是其输出功率，其它 性能指标如：增益、带宽、效率、线性度、三次交调失真以及噪声系数等也需要 考虑，以满足实际应用需要。功率放大器按其用途，传播媒介，传播距离，而有 不同的发射功率，按照输出功率的大小可分为高功率（几瓦以上） 、中功率（几 百毫瓦）、和小功率（几十毫瓦）。高功率放大器一般用于基站或广播电台发射机 的末极功率放大器， 着重于输出功率和

7、效率。 中小功率放大器多用作小型移动台 发射机功率放大器， 高功率放大器前级， 信号源的输出放大器以及其它方面的应 用，一般着重于增益、带宽、以及噪声系数等指标。宽带放大器的特点是其宽带 特性，即在较宽的频带内做信号放大。射频放大器与常规低频电路的设计方法完全不同， 它需要考虑一些特殊的因 素。尤其是入射电压波和入射电流波都必须与有源器件良好的匹配， 以便降低电 压驻波比、 避免寄生振荡。 正是由于这个原因， 稳定性分析通常被作为射频放大 器设计工作的第一个步骤。 稳定性分析以及增益圆、 噪声系数圆都是放大器电路 设计所必须的基本要素， 依据这些要素才能设计出符合增益、 增益平坦度、 输出 功

8、率、带宽和偏置条件等苛刻要求的放大器。在放大器特性指标方面，下列是关键参数： 增益及增益平坦度 增益平坦度：用来标明放大器在工作频段内的功率增益的波动。 工作频率及带宽输出功率输入、输出反射系数（电压驻波比 VSWR）输入/输出驻波比（VSWR放大器通常设计或用于50Q阻抗的微波系统中, 输入/输出驻波表示放大器输入端阻抗和输出端阻抗与系统要求阻抗 （50 Q）的匹 配程度。用下式表示：vswr=i+| r|）/（ 1-| r|）；其中 r =（z-zo）/（z+zo）vswr输入输电压出驻波比r :反射系数乙放大器输入或输出端的实际阻抗ZO :需要的系统阻抗噪声系数噪声系数表征了一个微波器件

9、对其放大信号噪声劣化程度。偏置电压和电流1.场效应管和双极性晶体管模型1）场效应管微波场效应晶体管是利用加在栅极上的电压控制信号来改变导电沟道横截面的宽度，以控制从源极到漏极的多数载流子数目，从而在漏极上得到放大的信 号。微波场效应晶体管有金属一半导体场效应晶体管 （MESFET）, PN结场效应晶 体管（JFET）和绝缘栅场效应晶体臂（IGFET）等.其中N沟道MESFET的微波性能 最好，它是用砷化傢作衬底的 MESFET，又叫做肖特基势垒栅场效应管。11s'lL .N* Epitaxial layer勺,TL3 urnBufkr layer,L1High-rcsisrivnY s

10、uhsir<ncf 丨()1】p inSourceGateDrain(aj(a)GaAs FET的截面图（b）（b）漏极，栅极和源极的俯橄图MESFET应用于放大器时，几乎都采用共源极接法共源极小信号管芯等效电路如图所示图中gm为场效应管的跨导；Gd为漏极与源极之间的沟道电 导；Cgs为源栅电容；Cgd为漏栅电容；Rgs为沟道电阻。外部寄生元件有源极电阻Rs、栅极电阻Rg，漏极电阻Rd和衬底电容Cds等，其中Rs和Rg是影响管子热 噪声性的主要参数。1-1 MESFET的等效电路特征频率fT是场效应晶体管的重要参数，它表示共源电路短路电流增益: 加=1时的频率。可以近似表示为：gm2Cg

11、s由式可见：为提高特征频率，必须加大管子的跨导gm、减小源栅之间的分布电容Cgs，可缩短栅长减小Cgs。为此，微波场效应管都制作成短栅的2)双极性晶体管在微波双极性晶体管放大器中，大多采用共发射极电路。因为这种电路的功 率增益高，稳定性较好，尤其是它的输入阻抗和输出阻抗比较接近于常用的传输 线特性阻抗，容易进行匹配。但在宽带放大器和振荡器中，有时也采用共基极电 路。niimitccr(a)硅双极性晶体管的截面图(b )基极和发射极的俯橄图Bn牝Enfiiwr日皿11/ 1rji尸 bust,Ml 1 /im1N cclienciriI'1.5 Jim十iA" colleicl

12、or Mibstrait(Hi微波双极晶体管管芯的共发射极小信号等效电路如图所示。图中CTe，表示发射结势垒电容；CDe表示扩散电容；re表示发射结电阻；rb表示基极电阻；res表 示集电极接触电阻和体电阻；Ce表示集电极电容；:表示集电结一发射结的电流放大系数。1-2微波双极晶体管管芯共发射极小信号等效电路特征频率fT是微波晶体管的重要性能参数之一，它是共发射极短路电流增益hfe =1时的频率。由等效电路可以求出fT近似表达式：fT JT2ee2二（飞 b）式中ee表示载流子从发射极到集电极的渡越时间；e为发射结到基极结电容的充电时间常数；b为载流子在基区的渡越时间。由此可见，为了提高特征频

13、率， 必须减少b，即尽量减少基区的宽度和适当的选择基区掺杂浓度；为了减小发射 结延迟时间e，在功率容量和可靠性允许的条件下，应尽量减小发射极面积。2 微波晶体管放大器三种增益功率增益是微波晶体管放大器的主要指标之一。在实际的微波晶体管放大器中，源阻抗和负载阻抗不同。所谓功率增益是不同的。通常有功率增益、转换功率增益和资用功率增益三种表示方式，下面分别加以说明。图1-1表示计算微波晶体管功率增益的两端口网络。图中的微波晶体管可以 是双极晶体管，也可以是场效应管，由图可以出下面的表达式:D - inai印=a。丨sbia - L&2图1-3微波晶体管的两端口网络1-1式中，a。是信号源输出

14、的归一化入射波。鱼一 1a01 _ _ s_ in1-2S211-3a1在图1-1中，网络的输入功率为：1I2|2122Rn胡- b）=少| （1-几）如果放大器的输入阻抗与信号源的内阻符合共扼匹配条件（為=ZS）采用反射系数表示即rin = rS，则信号源到放大器之间有最大功率传输。在最大功率传输条件下，我们定义资用功率 r为:1 2 2Pa =Rn 忙工=? 4 （1 一 几）k 二1-几|PA* Rn1 1- Tna。221-s将式1-2代入上式可得：负载吸收的功率为：FL =2（b/ 72）=*怯2（1-几）根据输入和输出功率的表达式，可以求出微波晶体管两端口网络常用的三种功率增益表达

15、式。(1) 功率增益功率增益G定义为负载所吸收的功率 P与输入功率R之比，即b22 Fl2 2IS21I (1-I2)a11-n2 21-S2L(1-几2)2 2|Si| (1-叭| )£1S22L2(1 Sl+f121)1 S22 1 L隔|2(1-吋)1|2.22|21 S12 +l ( S22 也)2Re (rLC2 )G=P1-4式中Re表示取复数的实部：C2二S>2 -S；。功率增益G除与晶体管的S参数有关外，仅与负载反射系数:L有关。因此G便 于研究负载的变化对放大器功率增益的影响。(2) 转换功率增益Gt转换功率增益Gt定义为负载吸收的功率 Pl与信号源输出的资用

16、功率 Pa之比。信号源输出的资用功率就是信号源输出的最大功率，也就是在满足条件-*s时网络的输入功率，即1巳=Rn hC4S=2 a12飞忙乂 = 22(1-1 |n|1 一 - S - in11 -in2ao1-匚21-根据定义，可以写出转换功率增益的表达式为2(1-Gt =臣=區(1-TPaaob2印 a1 a。2)(1-Fl2)将式1-2，1-3代入上式，得到G(1l2)S212(s2)21-5Gt(1 - 31$)(1 - S22l) - S2S21sL转换功率增益Gt表示插入放大器后负载上得到的功率比无放大器时得到的最大功率增加的倍数。它的大小与输入和输出端的匹配程度有关(3) 资用

17、功率增益Ga资用功率增益定义为负载吸收的资用功率Pla与信号源输出的资用功率Pa之比它是在放大器的输入和输出端分别实现共扼匹配的特殊情况下，放大器产生的功率增益。也是在输出共扼匹配时的转换功率增益，即在输出端应满足条件S12S21 - s由此可得资用功率增益的表达式为GaPLaPa=Gt 1 A =；out =i22|S21（1 -|s| ）（1 一out ） 1 - Siis1-6outS + S2S21S221-Sii】s1-7上式1-6，1-7表明，资用功率增益Ga除和晶体管的S参数有关外，仅和反 射系数飞有关。因此应用Ga便于研究信号源阻抗的变化对功率增益的影响，这 对设计低噪声放大器

18、选择最佳源阻抗是很适用的。在上述三种功率增益表达式中，对于同一晶体管而言，一般G Gt , Ga Gt。而Gt最为常用，其值和输入，输出端的反射系数均有关，利用它便于研究放大 器输入和输出端的失配对增益的影响。3 微波晶体管放大器稳定性的判断设计微波晶体管放大器时，必须保证电路能稳定地工作，不产生自激振荡， 并且远离自激振荡状态，在这一条件下讨论放大器性能指标的好坏才有实际意 义，因此，研究晶体管放大器的稳定性是设计晶体管放大器的一个重要问题。通常把晶体管的稳定程度分为两大类： 一类称为绝对稳定或无条件稳定，在这种清 况下，负载阻抗和源阻抗可以任意选择，放大器都能稳定地工作。另一类称为潜 在不

19、稳定或有条件稳定，在这种情况下，负载阻抗和源阻抗不能任意选择.要有一定的限制，否则放大器不能稳定地工作。要判断放大器是否稳定，可以从放大器的输入和输出端是否其有负阻来决 定。如果存在负阻，就意味着放大器可能产生振荡。假设放大器的输入阻抗为Zin =Rn + jXin，则输入端的反射系数为inZin 'Z0_(Rin -Z0) ' jX inZin ' Z0( Rin' Z0) ' jX in22_ R -Z。）g"-仏 +Z。）2 X由式可见，当放大器输入端出现负阻，即 Rn £。时，|几"。因此，为使放 大器稳定，必须满足

20、下列条件：in«|out 打式表明，当晶体管放大器的输入和输出端的反射系数的模都小于1时，不管源和负载的阻抗如何，网络都是稳定的，称为绝对稳定：反之，当输入或输出端 的反射系数的模大于1时，网络是不稳定，称为潜在不稳定。（1）潜在不稳定：对图所示的放大器，共有四个反射系数，只有当四个反射系数的模均小于1,即满足：5S <1L <1inS111 - S22 - LoutS22 1-SJs 1(6.14)1）输出端口稳定性分析判定圆的方程为：2 2-L 一 c爲 - L 一 cOut 怎其中，圆的半径为:圆心坐标为:rout1I22So-A1 22 1| Sl2S2l|(6.

21、15)Cout 二 Cout ' Cout 二2) 输入端口稳定性分析判定圆的方程为2 2 R-CiR -S-Cin 七(6.17)其中，圆的半径为:SI2S21Sn2A2(6.18)圆心坐标为:I (Si-S1-4复平面L平面：输出稳定圆-S平面：输入稳定圆不稳定区域的确定取决于|Sn|和IS22I,根据公式(8)和(9)-out - S?2( S = ° )| L |=°代表了 - L平面的中心点，所以在-L平面上:若|Si|v1，中心点所在的区域为稳定区若|SJ>1,中心点所在的区域为不稳定区|-s| = 0代表了 |】sl平面的中心点，所以在若|S22

22、|V1，中心点所在的区域为稳定区若|S22|>1，中心点所在的区域为不稳定区-s平面上:(2) 绝对稳定如果满足：| CL>1(Sl <1)Cs -rs 1(S22 .1)则放大器无条件稳定，这时临界稳定圆完全落在Smith圆图之外如果|%|>1或|S22|>1，则放大器不可能无条件稳定，因为至少存在一个源阻抗 和一个负载阻抗使|】s| = 0和|丨l| = 0,而这时有|丨out | > 1和in|>1无条件稳定的充要条件从公式(16)和(17)可以推导出无条件稳定的充要条件为:K 121 - S1 > | S12S211 - S? |S12S

23、21这里：K _1 TSj -隔 +| 也2 |S12S21 | =01氐-S2S21进一步的推导显示公式等效于:K 1：1(3) 放大器的稳定措施大多数实用的高频放大管均满足|<1的条件，非无条件稳定放大管的K通常在0和1之间，这时的临界稳定圆与Smith圆图的边界相交。为了能使放大器稳 定工作，输入输出匹配网络应使-s和丨l落在稳定区域内。不过，即使丨s和不 在稳定区域内，使| >1或|贸|>1，放大器仍有可能稳定工作，只要保证输入 和输出端口回路的总电阻非负，即Re(Zs Zin)0( 1)Re(ZL Zout)0在宽带放大器的设计中，也可以通过在输入输出端串并电阻或加

24、使用电阻负反馈的方式使放大器无条件稳定工作，所加的电阻必须与ReZs或&Zl 起抵 消RQn或ReZ°ut的负值成分，但是在窄带(调谐)放大器中这会导致功率增益、 噪声系数等关键指标的恶化，因此最好通过匹配网络达到稳定工作。1.串并电阻举例一个晶体管在800MHz时的S参数Si =0.65/95二 02 =0.03忆400,S21 =5.必115。,以及 S22=0比35。根据公式其临界稳定圆的圆心和半径分别 Cs =1.79 122 , rs =1.04, Cl =1.3 48 ,rL =0.45下图给出了该晶体管的临界稳定圆以及为使放大器无条件稳定工作而在输入和输出端增加

25、的电阻/电导性负载Ihput slabllity 口 gle60鬻.2曲呦嗚0UE|M加加1申clirie5J»T4小信号放大器微波晶体管放大器的设计对于小信号微波晶体管放大器，通常以其主要技术指标作为设计的依据。 各类小信号微波晶体管放大器的设计步骤大致如下：1）选择合适的晶体管和电路形式微波晶体管放大器通常采用共发极 （或共源极）电路，通过同轴线或微带线 结构。工作频率在4GH以下时多选用双极晶体管，在4GH以上时选用场效应晶体 管，并尽可能选用特征频率fT高的管子。若设计低噪声放大器，应选用低噪声 微波晶体管。2）测量晶体管的S参数（不过一般可以从厂商提供的资料上可以得到）3）

26、判断稳定性。4）设计输入和输出匹配网络对于高增益放大器，应根据对增益和平坦度的要求设计输入和输出匹配网 络。对于低噪声放大器，应根据对噪声系数和增益的要求， 确定输入和输出匹配 网络。5）设计直流偏置电路。（1）单向化设计除了保证稳定性外，获得预定的功率增益也是放大器设计任务的一个重要考 虑内容。如果晶体管的s2非常小，可以认为s,2 = 0,输出端的信号与输入端隔离，用这样的管子构成的放大器就是单向的放大器，其反射系数为-IN = - IN ,U = SI1-OUT = - OUT ,U = S22此时只需满足S11 及S22 1放大器即无条件稳定。单向放大器的转化功率增益为Gt =GtuS

27、2L这里GS二1 _S1V Si-TslS211S222 = gsgoglG° = S212,Gl=J2如果用dB表示Gtu （dB）二 Gs（dB） Go（dB） GlB）其中Gs和Gl是输入，输出匹配网络有关的增益分量。Go是晶体管的插入增益由上式可见，匹配网络的增益可能大于1,由于匹配网络是无源的，所以初看起来这些有点不可思议。产生这种反常现象的原因是，如果没有匹配网络，在放大 器的输入，输出端口上可能会有明显的功率损耗。Gs和Gl降低了这种固有损耗， 因而可被视为增益。如果放大器绝对稳定，且】s二S*1、丨l =3时Gs和Gl分别取最大值：GS,max1-sGL,max1-氐

28、2从而Gtu有最大值GTU ,max =1-1 | s22 |1 _ r IF面来看一下Vs和FL取其它值的情况，以为例，从Gs= s|1 _S1J"s解s可以得到以Gs为变量的一组圆方程，为了兼顾稳定性，需要将绝对稳定和潜在不稳定分开讨论；对:l的处理完全相同。1）单向无条件稳定放大器的增益此时-s平面上的整个smith圆图都是稳定区域，即Zs可以为任何无源阻值。可以证明，导致同一 Gs的所有-s值都位于下式所给出的圆上-s _Cgs其圆心和半径分别为Cgs*gss11* 21 - S11 （1 一 gs）rgs 2一 gs （1 一 S11 ）* 21 _ s11（1 一 gs）

29、（2）这里gs二1 _s1r s（1 _ sn2）为归一化的增益系数，Ow gs< 1公式（2）显示，（1）所有这些圆的圆心在Vs平面上均位于角度为* / S1，距坐标原点| Cgs |。增益越小，则圆心Cgs越靠近原点，同时半径rgs越大。在s = S*1条件下，即考察圆心为Cg，半径为rgs = 0的增益圆，可得最大增益11 _ T IGS ,max厶。(3)因为Gs=J，当rs=0时Gs=1，所以坐标原点总1 - Si1 -SiTs在0dBGS圆上。2)单向非无条件稳定放大器的增益如果管子的S2=0而|S1|>1或|S22|>1，为了使放大器稳定工作，信号源和负 载阻抗

30、必须满足公式(1)，即它们的实部必须在绝对值上分别大于输入和输出阻 抗的实部。仍以Gs为例，为了确定稳定区域，可以先找出与Zin的实部绝对值相等的Zs 的位置，在Fs平面上，%*点所对应的就是这样的一个阻抗，而且其具有与乙N 相同的电抗部分，因此圆图上该点所对应的等电阻圆是一个稳定边界 ，在圆周上 Re(zJ = Re(zin)|，圆内部Re(zJ >|Re(zn)因而是稳定区域。沿用公式(33)到(36)的定义，同样可以得到一系列的等 Gs圆，只不过这时候 Gs的最大值为无穷大，且出现在-S二1/S11处。而且这些圆的圆心仍然在角度为* / S1的直线上，但是因为与1/%相位相同，所以

31、可以说圆心落在1/Sn的连 线上。一个S参数为 S1 =2.27-120：S2 =0.$ =4."50：S22 =0.d-80°的晶体管的稳定区域以及等Gs圆如下图所示：r 门咛10单向化设计包含了一个近似条件，即忽略了放大器的反馈效应，或者说是反向增 益（$2 = 0）。单向化的假设所造成的增益误差可表示为：2(1 U)2 Gtu1(1 -U )2IS1S22S2S21I(1- Sn2)(1- S22 2)在评估单向化放大器设计方案时，这个误差因子应当尽量的小。在极限情况下, 即在吐=0的理想情况下，随着Gt趋于Gtu，误差确实消失了1双共扼匹配设计方法在许多实际情况下，

32、采用单向化设计法并不适合，因为令 §2=0将导致超出误差要求的不可容忍结果。双共扼匹配设计法没有忽略晶体管的反馈效应，所以,不同于单向化设计法的匹配条件丨S - *n，丨l - Out，它需要处理输入输出端口.3 2s 21s1 - S11 - S反射系数的完整方程。_ s S12S21 - L_ 11 122这需要同时共扼匹配。此处“同时”意味着信号源和匹配负载反射系数-MS和-ML必须同时满足这一对联立方程。如果晶体管具有潜在的不稳定性，则复数共扼就不能同时成立。该方程组有解B1 二冷 B1 - 4 C1 |2G(3)2C22 2其中 B1T + S11-S22+|S22 S11

33、C<)= S - J：S22 ,C2 =S22 -'S 根据（3）给出的:MS，ML，最佳匹配条件可以表示为: *-S12S21 - Ml-MS - S11-ML1 -s22rMs *S12S21 -'ML = S2211 _S1V MS可以证明，在无条件稳定的情况下，即K .1：1放大器可以实现输入输出同时共轭匹配，并且公式（3）分母上应取“-”号。这时可以得到GT maxS21(K - . K2 -1)同时有Gt二Gp二GA =GTmax在非无条件稳定的情况下，放大器最好按照 Gp或GA来设计，因为它们仅由-S和】L中的一个决定，而此时在保持稳定工作的条件下所能达到的

34、增益极限值由GTmax （K =1 ）给出:GmsgS212功率增益和资用功率增益圆在反向增益s,2不可忽略的情况下，放大器的输入阻抗与负载反射系数有关。 反过来，输出阻抗也是源反射系数的函数。 由于这种双向的互耦，单向法设计就 不在适用于设计有预定增益要求的放大器。对于设计有预定增益要求的放大器， 考虑了输入、输出端口互耦效应的双共 轭设计方法有两种设计方案可共选择。第一个方案是根据功率增益。此时我们假设源与输入反射系数处于共扼匹配 状态（即丨s - *N ）并由此求出负载反射系数丨L。这个方法导出的输入驻波比VSW& =1。第二个方案是利用资用功率增益。此时我们假设放大器的输出端口

35、处于良好 的匹配状态（l=Out），然后通过调整负载以便达到预定的增益。如果此方案 导出的输出驻波比恰好为1 （即VSWRut=1）,则这种方案为最佳设计方案1）功率增益Gp旦Rn1 s 2 1-JI2 S21.21 - |N1 -S22L可见Gp与Zs无关，因此设计时可以先不考虑-S和-OUT，在S12工0时简化了设 计的复杂度。?无条件稳定用管子的S参数和-L表示公式中的-IN，Gp用可以改写成01 L1 - S2 L=1 -Al2P 1 - S22L - S11 -也lFl平面上对应相同Gp的点都位于同一个圆上：L -Cp =rp圆心和半径分别为:2J1 2K IS12S21I g p

36、+S2S22gp21 + g p(| S22I -A2)2rPCpgpC；1 + g p ( S22- )C2 = S22 AS|1圆心在角度为* / C2、距原点Cp，增益最大的圆半径为0,令rp =0可得:g p,maxIS2S21IGp,max 二 S21 (K-市)Pmax在丨L平面上这就是圆心点，其对应的-L值即为gp二gPmax时的Cp值Cpmax，将gpmax带入Cp可得并经过一些推导后可以得到与（3）相同的结果，即Cp,max-L,m 当匚|=1信号功率被全部反射，即Pl=0，所以Gp = gp=0。当输出匹配网络设计使L =L,m,Gp =Gp,max，这时如果将输入匹配网络

37、设计成S =几，那么负载上将得到最大的功率，而s=S,m，并且GT _ Gp - GT ,maxp,max2.无条件稳定时基于Gp的放大器设计举例一个GaAsMESFET晶体管在 6GHz时的 S参数为 2/0.64-171.3。，S2 =0.05716.3°，$ =2.05328.5二 氐=0.572厶 95.7°要求用它设计Gp=9dB的放大器。容易验证它是无条件稳定的，但不能近似为单 向工作 K =1.504，A =0.3014 109.88，U = 0.1085， 0.89dB ：鱼 ：1dBGtu通过计算可以得到Gp,max =11.38dB当 Gp =9dB 时

38、，gp =1.875, C2 =0.3911 /103.9 , r 0.431, Cp = 0.508 103.9如下图所示，可以取9dBGp圆上的A点作为丨L，即-L =0.36/47.5°,于是】 S2S21- L “.629. -175.511 tL如要获得最大的输出功率，输入端必须形成共轭匹配:】S IN* =0.629/-175.51这样，我们有Gt =Gp =9dB输入共轭匹配使输入反射系数为0,输入驻波比VSWR, =1，输出反射系数*r _r-OUT - L1_： OUT - L= 0.622驻波比VSWRs =匕巴1-片=4.3G如果要获得Gp,max，那么gp.二

39、=7 "a,g p.maxC2 -L 二L,m 二C p,max1 * g p.max22 = 0.718. 103.902詞）在输入端"，卄贰-氐*"'几 1 =0.762477.3 &在这个例子中，我们按照给定的Gp选择丨l，得到-IN，然后使输入端共轭匹配】S - IN*，这时我们得到的-S会改变- OUT，所以】L的选择将同时的影响输入和输出的匹配在这个例题中，我们任选了一个:l值（在预定的增益圆上），计算- *N条件相对应的输入阻抗，并假设丨s的取值没有限制条件。遗憾的是，在许多实际 应用中，-s必须符合特定的约束条件（例如符合特定的噪声

40、特性）。这些附加的 条件限制了我们选择】s的自由度，其结果又反过来限制了 - L的选择范围。使上 述两种要求（:l落在适当的增益圆内，-s符合预定的噪声要求）同时得到满足 的方法是借助于试探法，即先任丨l值，然后考察相应的-s是否符合预定设计要 求。这种方法相当简单但是也非常枯燥、费时。另外一种科学的方法是将-l平面上的等增益圆映射为-s平面上的圆，映射的圆半径和圆心为:Csrp S12S211 - S22Cp-叮 S22Irs =1 - S22Cp-叮 S22?非无条件稳定此时的设计方法与无条件稳定的情形相似，但是要考虑稳定性。-对于给定的Gp值，在】l平面上画出其等增益圆以及输出临界稳定圆

41、，在远离不稳定区域的Gp圆上选择合适的:L-计算IN的值，同时在-s平面上画出输入临界稳定圆；如果丨s *N离不在稳 定区域较远，那么输入端可以设计成共轭匹配；如果 丨s。在不稳定区域内或靠近不稳定区域，那么可能需要重新选择:l或者丨s。丨s虽然不会改变Gp，但是它将改变:OUT从而影响输出匹配和负载所获得的功率。2）资用功率增益在放大器输出端口需要良好的匹配的场合（VSWRut=1），必须采用资用功率增益方案而不能采用上述功率增益方案。此时，采用 L-Cp =rp功率增益相同的方 法，可以得到等资用功率圆的方程。推导的结果是一个圆的方程，该方程在源反射系数和预 定的增益之间建立联系：Fs-c

42、p =rp°PaPa其中圆心的坐标Cp为:ga二 Ga_2S21J -2Kga |S12S21 | * |S2S212ga2Pa _1+ga(|S22f -|4)Cpga (S11 - "J)2 2 i+ga(Sii| -| )比例系数ga由下式确定:其中Ga是预定的资用功率增益。类似于等功率增益圆，采用以下的方法将等资用功率增益圆映射到-L平面上:-L -Cpi=Pi其中圆半径为:rpaS12S211 - S22Cpa_rpa2|S22 2rpi*2*(1 - ElCpa )(S22 -心Cpa ) -rpa SiPl1 -S22C-rPa我们发现将上面两式中的Si换为S

43、22 ,则符合VSWRut =1要求的rs和Cs应于符合VSW& =1 要求的 rpi 和Cpi。3噪声系数圆对许多射频放大器来说，在低噪声前提下对信号进行放大是系统的基本要求。 但是放大器的低噪声要求与其它的参数，如稳定性、增益等相冲突。例如，最小 噪声特性和最大增益就不能同时实现。因而，关键是必须设法将噪声参数标在 Smith圆图上，以便观察、比较噪声与增益和稳定性之间的相互关系。 一组常用的噪声参数是：Fmin最小噪声系数Rn =1/Gn器件的等效噪声电阻Yopt =Gopt - jBopt =1/Z°pt最佳噪声导纳。有时不给出源阻抗或导纳，而列出最佳 反射系数-op

44、t o在实际应用中，噪声分析的关键参数是以导纳形式定义的两端口放大器的噪声 系数Rn忖Ys fGs对于给出了 - opt，最终的结果是:F 二 Fmin 殂Z。S-Fmin，Rn，- opt为已知数。一般情况下，设计工程师可以通过调整-s来改变噪声 系数。当飞-opt时可以得到噪声系数的极小值F二Fmin o如果放大器是单极的，则调谐输出端口，以获得最大可用增益。在两级低噪声设计中，多半是调谐级间电路，以获得最小的第二级噪声系数。多级放大器的噪声系数为F2 -1 F3 -1Ftot十兄品汕G为第一级的增益 g2为第二级的增益在Smith中也可以作出等噪声圆，其圆心坐标和半径为:RI-optdF

45、K 叫jdFKI Q(1-Rpt2 2)QK Qk常数Qk为:Qk = 1 +optFK - Fmin2k- min(4R/Z。)例题：设计一个具有最佳噪声和预定增益的小信号放大器设计一个低噪声功率放大器，要求增益8dB，噪声系数小于1.6dB。设晶体管的噪声参数为 Fmin =1.5dB,Rnopt =0.5 45虽然噪声系数与负载反射系数无关，但却是源阻抗的函数。因此，可将等增 益圆映射到:s平面上，此圆上的任意一点都符合要求，但是要满足-S点落在Fk =1.6dB的等噪声系数圆内。符合 G=8dB, Fk = 1.6dB要求的圆都已标在图中了。注意，在- ms =0.30 -18点上可以

46、得到最大功率增益，然而 丨s - opt二0.5 45 点上可得最小噪声系数。所以此例表明，最大增益和最小噪声系数是不可能同时 得到的。在给定的增益要求下，要减少噪声系数，则必须让源反射系数沿等增益 圆移动并尽可能靠近 -opt。任选-s =0.29 19，则相应的负载反射系数则为-l =0.45 50，利用噪声公式即可以求出噪声系数。最大增益和最小噪声系数的要求不可能同时满足，只能采取两者兼顾的设计原则。映射到丨s平面的等噪声系数圆和等增益圆4等驻波比圆在某些场合，当对放大器的输入或输出端进行测量时， 其驻波比必须保持在 特定指标之下。该指标通常为1.5乞VSWR乞2.5。匹配网络的注意目的

47、是要在晶体 管端口降低驻波比。而问题的复杂性在于，输入端口的驻波比（VSWRMn ）由输入端口匹配网络（IMN ）确定，而该网络又受到有源器件的影响以及由反馈效应 带来的输出匹配网络（OMN）的影响。反过来，由于反馈效应的存在，输出端 口的驻波比（VSWFOMn ）既取决于输出端口的匹配网络， 也与输入端口的匹配网络有关。 采用相同的方法可得输出端口的驻波比圆方程。VSWRmn和 VSWFOmn = 1。mn1 _ _ OMN可以导出输出端口的驻波比圆方程:dvVIMNR +，d IVIMNVIMN（1-1 -rIMNr rIMN Sin2rV|MN（1-|几 |2）1-%SIMN2IMN1（

48、1-s2）（1-几I） 几-匚hJin21九几1-1_(1|几|2)(1|out|2)-out L仁 L- out-JVOMNdVoMNjd VOMN 2 *(1 卩OMN )out1 - - OMN - Lout2(1 Iout | ) IOMN | 'MN需要特别注意的是，在双共扼匹配的情况下输入、输出反射系数都是源和负载反射系数（sTl ）的函数。所以，输入和输出电压驻波比圆不能同时画出，而只能每次只考察一个的迭代方法调整 丨s，丨L。3.例题：用等驻波比设计方法实现预定的功率增益和噪声系数运用上题的结果，求放大器输出端口有最小反射系数时的-s值，并计算相应的增益。上题中已经得到

49、了丨s =0.29 19，和】L =0.45. 50时满足功率增益和噪声系数 的要求。在上题中采用的是等增益圆的设计方法，在放大器的输入端口实现了最佳匹配。但是输出端口是不匹配的，其电压驻波比 VSWFOMn可以得出为1.69。为 了改善VSWFOmn，可以放宽VSWRmn的要求在输入端口引入一定程度的失配。如 果令VSWRMn = 1.5，相应的VSWR圆可以画在Smith圆图上，如图1平匣上的等増益固、尊噪声系数圆及等驻玻比圆其圆心和圆半径都可以通过上面的公式得到。在输入等驻波比圆上面所有的点都可以用:$之鼠 exp（j）表示。改变将会使】s发生变化，从而引起-out的 变化以及VSWRm

50、n的变化，下图画出了这种对应的关系。工全乂>罔««YftVSWR角度a, degb ;卜 丨卜！ O60 7 6 4 *&R*!I 11 L- fL 1-卅 7 6_输人、卷冼电fettiStfc与口的确歿关糸在图中可以看出大约在=85时，VSWFOmn达到其的最小值1.37。此时，源反 射系数、输出反射系数、转换增益、噪声系数如下】s = 0.39 45 ,】out =0.32 - 52 , GT = 7.82dB , F =1.51dB以减少增益为代价，我们使VSWFOmn得到改善。如果增益的降低超出了容忍的限度，则必须同时调整源反射系数和负载反射系数。关

51、于放大器设计的许多技术规范都明确地规定了电压驻波比所必须符合的最大 容忍范围。这些涉及多个电路单元级连的系统集成问题时就变得非常重要。5.宽带放大器设计许多调制电路和编码电路要求放大器具有较宽的工作频带。在射频领域中，设计宽带放大器的主要障碍是受到有源器件增益一带宽乘积的制约。任何有源器件的增益在高频端都具有逐渐下降的特征， 其原因是双极结晶体管的基极一集电 极电容或场效应晶体管的栅极一源极电容和栅极一漏极电容。其结果是，当工作频率达到晶体管的截止频率fT后，晶体管失去了放大器功能而变成了衰减器。由于闾！不可能在宽频带内保持为常数，所以必须采取补偿措施。除了正向 增益|Sq降低之外，在设计宽带

52、放大器方面存在的其他困难包括： 反向增益 灵增加，这将使放大器的整体增益进一步降低，并便器件进入振荡 状态的可能性增加。 Si和S22随频率而改变。 在高频下噪声系数恶化。为了解决这些问题甲人们提出了两种不同的放大器设计方法：频率补偿匹配网络和负反馈技术。1. 频率补偿匹配网络2当工作频率较高时，由于S21I以每倍频程约一 6分贝的斜率下降，因此在设 计宽带微波晶体放大器时，常常采用失配补偿法设计匹配网络，用以补偿S212的 频率特性，从而得到宽带放大器。所谓失配补偿法，就是在设计匹配网络时，在% 2在 f =3GHz 点，为 s21 =8.61dB ；在 f =4GHz 点，为 s21 =5

53、.85dB。要实现标 称增益为7.5dB的放大器，必须按以下要求设计源匹配网络和负载匹配网络；在f =2GHz点，使标称增益下降3.91dB;在f =3GHz和f = 4GHz点，使标称增益分别降低0.66dB和增加1.65dB。源匹配网络和负载匹配网络所能提供的最大增益为：f =2GHZ : Gsmax =2.°2dB， GLmax =0.98dBf = 3GHz : GSmax =2.11dB， GLmax =0.93dB较大的频率上对输入信号产生适当的反射， 而在S#2较小的频率上将输入信2 2 号无反射地传输过去，即设计一个具有与S21相反频率特性的匹配网络以对 S21 进行频率补偿，从而得到宽带放大器。下面例题介绍了设计频率补偿匹配网络的一些主要的步骤。例题：采用频率补偿匹配网络的宽带放大器的设计设计一个宽带放大器，在2GHz至4GHz频段内其标称增益为7.5dB，增益平坦度 _0.2dB。放大器采用HPAT4141（双极结晶体管，该器件的直流偏置为集电极电 流Ic = 10mA，集电极一发