串联锂电池组无损均衡管理方案设计与实现

1、第 37 卷 2.2 第 12 期 黄 勤，严贺彪，凌 睿：串联锂电池组无损均衡管理方案设计与实现 227 无损均衡方案设计及分析 能量无损的均衡方案以其节约能源和提高效率的优势得 到了广泛研究，本方案的电池组均衡结构如图 2 所示。 霍尔电流传感器 I B1 B2 DC I 无损均衡模块2 B3 负载 无损均衡模块1 Bn-2 Bn-1 无损均衡模块n-1 Bn 图4 无损均衡模块n-2 Q2 导通时电流流向 VC1 VB1 VB1 + VB 2 2 VB 2 t0 t1 t2 图2 电池组均衡结构 对于其中的无损均衡模块，文献4单独应用电感作为能 量转移装置，实验证明其效率较低，不适合实际

2、应用；文 献5单独应用电容作为能量转移装置，电流对电容冲击较 大，容易损坏电容；文献8虽然同时应用电感和电容作为能 量转移装置，但其中电感应用过多，能量转移效率降低，所 以，实际应用也较困难。本文综合改进了上述 3 种方法，设 计了一种新型双向无损均衡充放电的方案，具体电路结构如 图 3 所示，虚线框中为无损均衡模块，由小电感 L1 、能量转 移电容 C1 、二极管 D1 、 D2 、 D3 、 D4 和电力 MOSFET 组成。 2 节电池间的能量转移主要通过电容实现，电池组中电池压 差和受控 MOSFET 决定了电池能量的转移方向。 无损均衡模块 D1 t3 t4 tn1 tn t 图5

3、VB1 VB2 时均衡过程 C1 上电压变化波形 如上所述，能量均衡过程中开关 Q1 导通关断的时间是一 个非常重要的参数，导通关断时间的长短直接关系到能量均 衡的效率。通常，只要 Q1 导通时间足够长，即可让电容 C1 基 本充满，所以，根据上述均衡原理和能量均衡过程中的动态 方程，得到当 VB1 VB 2 时 Q1 的一个开关周期为： TS 10 Req C1 (1 其中， Req 为 Q1 导通时回路中的等效电阻(约 20 m，从而 可以得到控制 MOSFET 开和关的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation, PWM频率为： f = 1 TS (2 Q1 D5 B1

4、Q2 D2 C1 同理， VB 2 VB1 时， 当 先将 Q4 导通一段时间， 再关断 Q4 ， 导通 Q3 ，此时 D1 导通，循环往复直到 VB1 = VB 2 ，即可实现能 量从 B2 向 B1 的转移。 在此均衡方式中，2 节电池之间的能量转移主要通过能 量转移电容而不是电感来实现，所以，电感值无须太大，从 而降低功耗。电容储能的优点是充满电后几乎不再耗电，而 且自身损耗较小，体积和重量也有较大优势，耐机械冲击性 较强。 Q5 C2 Q6 D6 B2 Q3 Q4 D3 L1 L2 Q7 D7 Q8 B3 D4 D8 3 3.1 系统主要电路及性能分析 图3 Q1 导通时电流流向 如果

5、 VB1 VB 2 ， (1将 Q1 导通， 则： 此时 B1 将能量通过 Q1 、 L1 和 D3 转移到 B2 中，电感 L1 可以防止 Q1 导通瞬间产生较大 (2一段时间后 VB1 = VC1 ， 的电流， 对电容 C1 起到保护的作用； 关断 Q1 并导通 Q2 ， 此时 C1 将多余的能量通过 Q2 、D4 和 L1 转 移到 B2 中，电感 L1 又起到了保护电容 C1 的目的，一段时间 后 VB 2 = VC1 ，关断 Q2 。上述 2 步循环往复，直到 VC1 = VB1 = VB 2 = VB1 + VB 2 2 5 ，这样就实现了从 B1 到 B2 的能量转移，即 实现了

6、均衡。上述 2 步的电流流向分别如图 3、图 4 中箭线 所示，电容 C1 上的电压波形如图 5 所示。 模拟量的采集 由上述均衡过程可知，需要实时检测每节电池端电压以 决定电池组均衡策略。在此为了有效隔离各模拟输入通道， 需用到多路选择开关，用译码器控制多路开关各个通道的循 环导通。从而实现对单体电池电压的巡检 9。单体电池电压 的巡检电路如图 6 所示，IN+和 IN-接差分电路输入端，经差 分放大和绝对值电路进行采样，即获得各单体电池端电压。 在此系统中不仅要实时监测电池电压，还需要对充放电电流 进行监控。在此应用莱姆公司的霍尔电流传感器 LTS25-N 检 测电流，不仅可以实现对充放电

7、电流的精确采样，而且有效 隔离了充放电和电流检测回路，极大地减少了对充放电回路 的干扰。 228 计 算 机 工 程 2011 年 6 月 20 日 t t t t t t t t 图6 单体电池电压巡检电路 图9 电池组能量均衡流程 另外，还要实时地检测电池的温度，防止电池过热爆炸， 本设计采用 DS18B20 数字温度传感器，并以总线的方式与 MCU 相连。 充放电切换控制电路 为了实现对充放电状态的控制，本文设计了充放电状态 切换控制电路，通过由 MOSFET 组成的单刀双掷开关来实 现。为避免干扰，将光耦与 MCU 相连以实现通断控制，如 图 7 所示。 3.2 5 首先应用本文提出的

8、方案进行充放电，然后将均衡电路 进行修改，分别应用文献4,8的均衡电路进行充放电均衡实 验。 实验系统如图 10 所示， 本系统使用的电池是容量为 10 Ah 的 Fe1875120 型锂电池，额定电压 3.47 V，最大充电电压 4.2 V，最小放电电压 3.0 V。均衡电路电感 L1 = L2 = 240 H ， 电容 C1 = C2 = 470 F ，占空比 D = 0.5 ，从而由式(1和式(2 得到开关切换频率为 10.64 kHz。一段时间后，获得了静止均 衡、充电均衡和放电均衡的 3 组实验数据，因篇幅所限， 表 1 中仅列出了充电均衡的数据，初始电压值相同，且差值 都为 0.5

9、 V。 实验数据及结果分析 图7 充放电状态切换示意图 均衡电路中 MOSFET 驱动控制电路 要实现均衡，必须很好地控制 MOSFET 的通断，如图 3 所示，MOSFET 源极并不接地，所以，需设计专门的驱动电 路，本设计采用专用 MOSFET 驱动控制芯片 IR2103，此芯 片性能优越， 完全满足设计的需求。 先由 MCU 产生 PWM 波， 经过光耦隔离接到 IR2103。其应用电路如图 8 所示。 3.3 图 10 串联锂电池组的充放电能量无损均衡实验系统 表1 充电时 3 种均衡方案的性能 Cuk 电路型 无损均衡 VB1 VB1 VB1 3.50 3.20 3.00 3.67

10、3.68 3.66 0.50 0.35 920 0.50 0.02 920 0.50 0.01 640 新型双向 无损均衡 VB1 VB1 VB1 3.50 3.20 3.00 3.68 3.69 3.68 0.50 0.35 920 0.50 0.02 920 0.50 0.01 640 电感型 无损均衡 VB1 VB1 VB1 3.50 3.20 3.00 3.64 3.42 3.29 0.50 0.35 920 0.50 0.02 920 0.50 0.01 640 性能指标 初始电压/V 终止电压/V 初始电压差/V 终止电压差/V 均衡时间/s 图8 MOSFET 驱动控制电路 4

11、电池组能量均衡的流程如图 9 所示。图中， t 为可调参 数。首先检测各电池的电压，然后分别比较相邻电池电压的 大小， 当差值大于 0.01 V 时， 对电压大的电池进行能量转移， 即使相应的旁路 MOSFET 导通 t ，然后关断，这样的过程 循环直到电池压差都小于等于 0.01 V， 从而完成能量的均衡。 均衡充放电流程 由表 1 可以看出，电感型无损均衡在实际实验时的效果 较差，920 s 后仍然有 0.35 V 的最大差值；与 Cuk 电路型无损 均衡方案相比，均衡时间相同，其在 920 s 内将电压差值降为 0.02 V，基本实现均衡，但与本文提出的新型无损均衡相比， 其均衡时间较长

12、，本文方案在 640 s 内将电压差降为 0.01 V， 因此，完成均衡的时间较短，效率较高，更适合实际应用。 篇幅所限，在此仅给出本文方案充电均衡时 3 块电池电 压的实验结果，如图 11 所示。 第 37 卷 第 12 期 黄 勤，严贺彪，凌 睿：串联锂电池组无损均衡管理方案设计与实现 229 the 31st International Telecommunications Energy Conference. Taipei, China: s. n., 2009: 1-6. 3 Kim Chol-Ho, Park Hong-Sun, Kim Chong-Eun. Charge Equa

13、lization Converter with Parallel Primary Winding for Series Connected Lithium-ion Battery Strings in HEVC/Proc. of the 7th International Conference on Power Electronics. Daegu, Korea: s. n., 2007: 795-800. 4 Kutkut N H. A Modular Nondissipative Current Diverter for EV Battery Charge EqualizationC/Pr

14、oc. of Conference on Applied 图 11 充电均衡实验结果 Power Electronics. Anaheim, USA: s. n., 1998: 686-690. 5 Park Hong-Sun, Kim Chol-Ho, Moon Gun-Woo. Charge Equalizer Design Method Based on Battery ModularizationC/Proc. of IEEE International Conference on Sustainable Energy Technologies. Singapore: IEEE Pre

15、ss, 2008: 558-563. 6 Xu Aiguo, Xie Shaojun, Liu Xiaobao. Dynamic Voltage Equalization for Series-connected Ultracapacitors in EV/HEV ApplicationsJ. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2009, 58(8: 3981-3987. 7 许文杰, 丁志刚, 张宏伟. 基于 Monahans 的嵌入式电源管理方 案J. 计算机工程, 2009, 35(19: 254-256, 259. 8 Lee Yua

16、ng-Shung, Cheng Ming-Wang. Intelligent Control Battery Equalization for Series Connected Lithium-ion Battery StringsJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005, 52(5: 12991300. 9 花 波, 林明耀. 基于 DSP 处理器的航空蓄电池智能充电器的 设计J. 江苏电器, 2008, (4: 8-12. 充电均衡时选择的 3 块电池初始电压分别为 3.5 V、 V 3.2 和 3.0 V，在 640 s 时

17、基本都达到 3.7 V，即能量均衡的状态。 由此可知，本文方案均衡效果较好，效率较高。 6 本文针对锂离子电池组充放电系统的均衡问题，设计了 一种经济适用、人机接口良好的串联锂离子电池组均衡充放 电管理方案，实验结果表明，本方案均衡效果较好，系统结 构简单，维护扩展方便，节约能源，均衡效率较高，为超大 容量的串联电池组提供了无损均衡充放电管理的解决方案。 结束语 参考文献 1 Cheng Ming-Wang, Wang Shih-Ming, Lee Yuang-Shung. Fuzzy Controlled Fast Charging System for Lithium-ion Batter

18、iesC/ Proc. of International Conference on Power Electronics and Drive Systems. Taipei, China: s. n., 2009: 1498-1503. 2 Cheng Ming-Wang, Lee Yuang-Shung, Chen Ren-Her. Cell Voltage Equalization Using ZCS SC Bidirectional ConvertersC/Proc. of 编辑 张正兴 (上接第 225 页 间存在许多虚假频率；参数谱估计方法则消除了交叉项干扰 的影响，且时频聚集性更好

19、。 表 1 说明了不同参数估计方法在时域和时频域的建模精 度。在时域中，U-C 方法建模精度最高，本文方法的建模精 度略低于 Y-W 方法和 U-C 方法；在时频域中，U-C 方法和 Y-W 方法均出现了较大的谱峰漂移现象，而本文方法则较好 地克服了这一现象。上述现象存在的原因在于：(1本文方法 所构造的组合目标函数同时考虑了观测数据的时域和时频域 特性，结果必然使得参数估计结果的综合特性更高；(2本文 方法综合使用了 LS 估计、罚函数和 GA 等方法， 从而使得参 数估计精度得到进一步提高。 因此，提高本文算法的计算效率是下一步的研究方向。 参考文献 1 2 3 杨叔子. 时间序列分析的工程与应用M. 武汉: 华中理工大学 出版社, 1991. 王宏禹. 非平稳随机信号分析与处理M. 北京: 国防工业出版 社, 1999. Aboy M, Marquez O W, McName