PWM控制直流调速系统毕业设计(DOC)

1、IPWM控制直流调速系统设计摘 要在电气时代的今天，电动机在工农业生产、人们日常生活中起着十分重要的作用。 直流电机是最常见的一种电机，在各领域中得到广泛应用。研究直流电机的控制和测量 方法，对提高控制精度和响应速度、节约能源等都具有重要意义。电机调速问题一直是 自动化领域比较重要的问题之一。不同领域对于电机的调速性能有着不同的要求， 因此， 不同的调速方法有着不同的应用场合。本文基于PWM的双闭环直流调速系统进行了研究，并设计出应用于直流电动机的 双闭环直流调速系统。首先描述了变频器的发展历程，提出了PWM调速方法的优势，指出了未来PWM调速方法的发展前景，点出了研究PW碉速方法的意义。应用

2、于直流 电机的调速方式很多，其中以PWM频调速方式应用最为广泛，而PWM变频器中，H型PWM变频器性能尤为突出，作为本次设计的基础理论，本文将对PWM的理论进行详细论述。在此基础上，本文将做出SG3525单片机控制的H型PWMS频调速系统的整 体设计，然后对各个部分分别进行论证，力图在每个组成单元上都达到最好的系统性能。关键词：直流调速；双闭环；PWM；SG3525;直流电机2DC-drive speed system with PWMABSTRACTABSTRACTIn electrical times today, the electric motor in the in dustry a

3、nd agriculture product ion, the peopledaily life is playing the very vital role. The direct current machine is the most com mon one ki nd ofelectrical mach in ery, obta ins the widespread applicati on in various doma ins. The researchdirect curre nt mach in es con trol and the measuri ng tech niq ue

4、, to in crease the con trol precision and the speed of resp on se, the frugal en ergy and so on have the important meaning. Aproblem about speed-modulation of DC motor is very important in the field automatic. Therequests to the effect after the speed-modulation of the DC motor are different in diff

5、erent fields.Then, different speed-modulation ways are using in different fields.This paper researchesDC-drive speed system with a dual-converter and dual-closed-loop basedPWM, discuss ing a new con trol method that comb ines PWM with D C-drive, desig ns applies indirect current motors double closed

6、 loop current velocity modulation system. DC motor is usedvery gen erally because its speed-modulati on effect is very good and its speed-modulati on iseasily to be realized. PWM theory is used most gen erally among the speed-modulati on ways.The text will in troduce the H-PWM way mostly. We will tr

7、y to do modulation to the DC motor withSG3525. The importance of the text is the parts which are composed the system. Ano therimporta nce is the prin ciples of worki ng about every parts.KeyKey wordword:DC speed regulation；Double-loop;PWM；SG3525;DC moter；摘要.IAbstract.H前言.1第1章直流调速系统的方案设计.21.1设计技术指标要求

8、 .21.2现行方案的讨论与比较 .21.3选择PWM控制调速系统的理由 .41.4选择IGBT的H桥型主电路的理由 .41.5采用转速、电流双闭环的理由 .5第2章PWM控制直流调速系统主电路设计 .62.1主电路结构设计.62.1.1PWM变换器介绍.62.1.2泵升电路.132.2参数设计.132.2.1IGBT的参数.132.2.2缓冲电路参数.142.2.3泵升电路参数.14第3章PWM控制直流调速系统控制电路设计.153.1PWM信号发生器.153.1.1SG3525芯片的主要特点 .153.1.2SG3525引脚各端子功能 .163.1.3SG3525的工作原理 .183.2转速

9、、电流双闭环设计.183.2. 1转速、电流双闭环系统的组成 .183.2.2转速、电流双闭环调速系统的静特性 .193.2.3电流调节器设计.223.2.4速度调节器设计.24第4章系统实验验证 .264.1系统结框图.264.2系统工作原理.264.3系统单元调试.274.3.1基本调试.274.3.2脉宽发生单元的整定.274.3.3转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定.284.4实验结果.284.4.1开环机械特性测试.284.4.2闭环机械特性测试.29结束语.30参考文献.31致谢.32-1 -PWM控制直流调速系统设计、八 刖言在现代科学技术革命过程中，电气自动化在20世纪的后四

10、十年曾进行了两次重大 的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组， 以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。 后一次技术更新主要是把现代控制理论和计 算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系 统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更新是设计思想和理论概念上 的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。 在整个电气自动化系统中，电 力拖动及调速系统是其中的核心部分。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、 电力晶体管或其他电力电子器 件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低

11、阶近 似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器），和由R、C等元件构成的无源 校正网络相比，又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规律，于是就有可能将各种 各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。如果事先对这些典型系统作比 较深入的研究，把它们的开环对数频率特性当作预期的特性，弄清楚它们的参数和系统 性能指标的关系，写成简单的公式或制成简明的图表，则在设计实际系统时，只要能把它 校正或简化成典型系统的形式，就可以利用现成的公式和图表来进行参数计算，这样,就 建立了工程设计方法的可能性。目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展， 交流变频调速技术已日臻成熟并日渐 成为实际应用的主

12、流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的 舞台。相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈，于是直流调速的优势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。譬如在对控制精 度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。 鉴于直流调速系统在国民经济和工农业生产以及国 防事业中的重要作用，有必要对直流调速系统作进一步的研究和开发。第1章 直流调速系统的方案设计1.1 设计技术指标要求1.直流电动机：-2 -型号：DJ15功率：485W电枢电压：220V电枢电流：1.2A额定转数：1600rpm

13、2.调速范围：1：12003.起动时超调量：电流超调量：G 匕5%；转速超调量：S 上5%1.2现行方案的讨论与比较直流电动机的调速方法有三种：（1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从 电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的 系统来说，这种方法最好。 J 变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容 量可调直流电源。（2）改变电动机主磁通门。改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。If变化时间遇到的时间常数同Ia变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢

14、，但所需电源容量小。（3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单， 操作方便。但是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么 调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能 要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调 速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的 系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。 因此，自动控制的直流调速系统往往以 调压调速为主速。改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法， 调节电枢

15、供电电压需要有专门 的可控直流电源，常用的可控直流电源有以下三种：(1) 旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。(2) 静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产 生可调的直流电压。(3) 直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电， 利用 直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替 旋转变流机组，形-3 -成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点， 而且缩短了响应时间，但是由于汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦

16、，尤其 是水银如果泄漏，将会污染环境，严重危害身体健康。目前，采用晶闸管整流供电的直 流电动机调速系统(即晶闸管一电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统)已经成为直流调速系统的主要形式。但是，晶闸管整流器也有它的缺点，主要表 现在以下方面：(1)晶闸管一般是单向导电元件，晶闸管整流器的电流是不允许反向的，这给电动 机实现可逆运行造成困难。必须实现四象限可逆运行时，只好采用开关切换或正、反两 组全控型整流电路，构成V-M可逆调速系统，后者所用变流设备要增多一倍。(2)晶闸管元件对于过电压、过电流以及过高的du/dt和di/dt十分敏感，其中任意 指标超过允许值都可能

17、在很短时间内元件损坏， 因此必须有可靠的保护装置和符合要求 的散热条件，而且在选择元件时还应保留足够的余量，以保证晶闸管装置的可靠运行。(3)晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，因此，晶闸管可控制整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸取滞后的无功电流，因此功率因素低，特别是在深调速 状态，即系统在较低速运行时，晶闸管的导通角很小，使得系统的功率因素很低，并产 生较大的高次谐波电流，引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备。如果采用晶闸 管整流装置的调速系统在电网中所占容量比重较大，将造成所谓的电力公害”为此，应采取相应的无功补偿、滤波和高次谐波的抑制措施。(4)晶闸管整流装置的输出电压是脉

18、动的，而且脉波数总是有限的。如果主电路电感不是非常大，则输出电流总存在连续和断续两种情况， 因而机械特性也有连续和断续 两段，连续段特性比较硬，基本上还是直线；断续段特性则很软，而且呈现出显著的非线性。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系 统。1.3选择 PWM 控制系统的理由脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525,这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及 使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：1）PWM调

19、速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2） 开关频率咼，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。-4 -3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1:10000左右。4） 如果可以与快速响应的电动机配合， 则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大， 因而装置效率较高。6） 直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。变频调速很快为广大电动机用户所接受， 成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些 中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。 由此可见，变频调速 是非常值得自动化工作者去

20、研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重 视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。1.4选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由IGBT的优点：1）IGBT的开关速度高，开关损耗小。2） 在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比GTR大，而且具有耐脉冲 电流冲击的能力。3）IGBT的通态压降比VDMOSFET低，特别是在电流较大的区域。4）IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力MOSFET类似。5） 与电力MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高， 同时可 保持开关频率高的特点。在众多PWM变换器实现方法中，又以H型PWM变换器更为多见。这种

21、电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计以H型PWM直流控制器为主要研究对象。1.5采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管 出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不 敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态 速降小等，单闭环系统就难以满足要求

22、。这主要是因为在单闭环系统中不能完全 按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性 较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动 态误差较大。-5 -在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动； 二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须 使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电 枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以

23、自然考虑到将电枢电流也作为被控量， 组成 转速、电流双闭环调速系统。-6 -第2章PWM控制直流调速系统主电路设计2.1主电路结构设计2.1.1PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换 器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下 面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图2-1（a）所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器 件。电源电压Us一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD

24、在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图 2-1 简单的不可逆 PWM 变换器电路（a）原理图（b）电压和电流波型电力晶体管VT的基极由频率为f,其脉冲宽度可调的脉冲电压Ub驱动。在一个开 关周期T内，当0乞W时，Ub为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电 枢两端；当切时，Ub为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电 动机电枢两端的平均电压为Ud=tonUs二UsT式中，二山二如PWM电压的占空比，又称负载电压系数。T的变化U5T范围在01之间，改变，即可以实现对电动机转速的调节。图2-1（b）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压ud、平均电压ud和

25、电枢电流id的 波型。由图可见，电流是id脉动的，其平均值等于负载电流Idi二人/Cm（TL负载转矩，Cm直流电动机在额定磁通下的转矩电流比)V-7 -由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即卩在0空y期间U RidLdiE在to沁t汀期间0二RidjdEdtdt式中，R, L-电动机电枢回路的总电阻和总电感；E电动机的反电动势。PWM调速系统的开关频率都较高，至少是14kHz,因此电流的脉动幅值不 会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视n和E为恒值。这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流iD不能反向，因此系统没有制动作 用

26、，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调 速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。图2-2(a)所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两 个电力晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的-id通路。 这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即5=-52。当电动 机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流id分为两段变化。在0乞匕ton期间，Ub1为正，VT1饱和导通；Ub2为负，VT2截止。此时，电源电压U5加 到电动

27、机电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。在ton乞t乞T期间，Ub1和Ub2改变极 性，VT1截止，原方向的电流id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降 给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下 实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电 压、电流波型如图2-2(b)所示，与图2-1没有VT2的情况完全一样。如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使Ub1的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压Ud降低。但是由于惯性，电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化，因而出现Ud E的情

28、况。这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。在 J 空t汀期间，VT2在正的Ub2和反电动势E的作用下饱 和导通，由E-Ud产生的反向电流-id沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部 分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中， 直到t=T为止。在-8 -T岂匕ton（也就是Ot乞 5 ）期间，因52变负，VT2截止，亠只能沿回路4经二极 管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导 通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电 状态，电压和电流波型图2-2（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，

29、直到新的 稳态。图 2-2 具有制动作用的不可逆 PWM 变换电路这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即ton叭 汀 期间）沿回路2径VD2的续流电流id很快衰 减到零，如在图2-2（d）中的tonT期间的t2时刻。这时VD2两端的压降也降为零， 而此时由于Ub2为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流-id， 产生局部时间的能耗制动作用。到了0乞t乞切期间，VT2关断，-id又沿回路4经VD1续流，到t=上4时-id衰减到零，VT1在Ub1作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再 次改变方向为id沿回路1经V

30、T1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图2-2（d）。综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢-9 -回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有 较好的静、动态性能。由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种运 行状态，在电动状态下，依靠电力晶体管VT1的开和关两种状态，在发电制动状态下则依靠VT2的开和关两种状态。两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段， 情况同简单的不可逆的PWM变换器电路相同，即在0乞t乞期间为式URidL如-E，在

31、J 汀期间为式0二Rid L鱼-E，只不过两种状态下电dtdt流的方向相反，即在制动状态时为-id。可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2-3所 示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。图 2-3 可逆 PWh 变换器电路（a）T 型（b）H 型T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简 单，构成系统时便于引出反馈， 适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源； 但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源 电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。

32、H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶(b)-10 -体管为例)和四个续流二极管组成的桥式电路， 这种电路只需要单极性电源，所需电力 电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。(1)双极式可逆PWM变换器：双极式可逆PWM变换器的主电路如图2-3(b)所示。四个电力晶体管分为 两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动 电压波形相同，即Ubi =Ub4，VT1和VT4同时导通和关断；Ub2二Ub3，VT2和VT3同 时导通和关

33、断。而且Ubi，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压UAB在一个周期内有正负极 性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。由于电压UAB极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2-4所示如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在0空t空 5 时，Ubi和Ub4为正，VT1和VT4饱和导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。这时，U5加在电枢AB两端,UAB二U5，电枢电流沿id回路1流通(见图2-4(b)，电动机处于电动状态。在ton乞2T时，Ubi和U

34、b4为负，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下， 电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，UAB一U5，电枢电流id沿回路2流通，电动机仍处于电 动状态。有关参量波形图示于图2-4（a）。(a)电动机负载较重时(b)电动机负3)-11 -如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当t=t2时，id=0。于是在t2I汀 时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电 压（）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流id反向，沿回路3流通， 电动机处于反接制动状态。在

35、T tti（0tti）时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然Ubi和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在 制动状态。当tjtgn时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。有关参量的波 形示于图2-4（b）。这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流 波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两 端的电压都在U5和-U5之间变换；后者的电压只在U5和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。 实现电动机制可逆运

36、行， 由正、 负驱动电压的脉冲宽窄而定。 当 正脉冲较宽时，tonT/2，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当 正脉冲较窄时，tonT/2，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，ton=T/2，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢 两端的平均电压为Ud冷tonU5-仃-ton）U5 =（ - 1）5若仍以二Ud/U5来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压 占空比为 虫二组1。改变即可调速，的变化范围为-1上1。为正值，U5T电动机正转；为负值，电动机反转；=0，电动机停止运转。在=0时，电动机虽 然不动，但电枢两端的瞬时电压

37、和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但 是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区， 起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。（2）单极式可逆PWM变换器：单极式可逆PWM变换器和双极式变换器在电路构成上完全一样， 不同之处在 于驱动信号不一样。图2-3（b）中，左边两个电力电子器件的驱动信号Ub1=-Ub2，具有和双极式一样的正、负交替的脉冲波形，使VT1和VT2交替导通；右边两个器件VT3、VT4的驱动信号则按电动机的转向施加不同的控制信号：电动机正转时，使Ub3恒为

38、负，Ub4恒为正，VT3截止VT4常通；电动机反转时，则使Ub3恒为正，Ub4恒为负，VT3常通VT4截止。这种驱动信号的变化显然会使不同阶段各电力电子器件的开关情 况和电流流通的回路与双极式变换器相-12 -比有不同。 当电动机负载较重时电流方向连续不 变；负载较轻时，电流在一个开关周期内也会变向。由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。又根 据双极式H型可逆PWM变换器具有的优点：电流一定连续，可以使电动机实现四象 限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好，可达到很宽的调速范

39、围。但双极式H型可逆PWM变换器也有缺点，在工作过程中，四个电力电子器件都 处于开关状态，容易发生上、下两只电力电子器件直通的事故，降低了设备的可靠性。 为了避免这种情况，我们设置逻辑延时环节DLD保证在对一个元件发出关断信号后， 延迟足够时间再发出对另一个元件的开通信号。由于电力电子的器件的导通时也存在开通时间，因此延迟时间通常大于元件的关断时间即可以了。所以，本次设计我们选择双极式H型可逆PWM变换器。主电路如图2-5所示。图 2-5 H 桥主电路2.1.2泵升电路当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载 转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直

40、流电源。当直流电源功率二 极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输出端的滤波电容器 充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须 采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件(电力电 子器件)VT组成的泵升电压限制电路，如图2-6所示。-13 -图 2-6 泵升电压限制电路当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热，因此对于功率较大的系统，为了提高效率，可以在分流电路中接入逆变，把一 部分能量回馈到电网中去。

41、但这样系统就比较复杂了，我们就不选择这种方式了。2.2参数设计2.2.1IGBT管的参数IGBT(Insulated Gate BipolorTransisto)叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度 可达1mS,额定电流密度100A/cm2,电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图2-6所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：管子类型：NMO场效应管极限电压Vm 600V极限电流Im：27 A耗散功率P: 200 W额定电压U: 220V额定电流I:1.2A-14 -JGBT15 号及波務符号

42、( (b)4S 形图 2-7 IGBT 信号及波形图222缓冲电路参数如图2-3(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制， 这是由于IGBT的工作频率可以高 达30-50kHz;因此很小的电路电感就可能引起颇大的L业，从而产生过电压，危及dtIGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使ic出现尖峰，为此 需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGB

43、T的容量。缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10Q;电容C =0.75F。2.2.3泵升电路参数如图2-6所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个VT组成。泵升电路中电解电容选取C=2000F；电压U=450V VT选取IRGPC50U型号的IGBT管；电阻选取R=20。-15 -第3章PWM控制直流调速系统控制电路设计3.1 PWM 信号发生器PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信 号送给H桥中的四个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速 的目的。其控制电路如图3-1所示.图 3-1 PWM 控制电路3.11SG

44、3525芯片的主要特点SG3525为美国Silicon General公司生产的专用PWM控制集成电路，如图3-2所示。图 3-2 SG3525 芯片的内部结构它采用恒频脉宽调制控制方案，其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放 大器、比较器、分频器和保护电路等。调节Ur的大小，在A、B两端可输出两个幅度相 等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用 于各开关电源、斩波器的控制。输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA灌拉电流峰值可达500mA可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHz具有欠压锁n

45、m41UTI J3些51UHIT旦 込申仃社海| 匣里可HDDhff5k-16 -定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作 的温度范围是0-700C。基准电压为5.1 V士1%工作电压范围很宽，为8V到35V.3.1.2SG3525引脚各端子功能SG3525采用16端双列直插DIP封装，各端子功能介绍如下：1脚:INV. INPUT（反相输入端）:误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标 称值为80db,其大小由反

46、馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电 阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1.5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。2脚:NI. INPUT （同相输入端）:此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。3脚:SYNC（同步端）:为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作 频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。4脚:OSC

47、. OUTPUT同步输出端）:同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大， 同步脉冲频率应比震荡频率低一些。 如不需多个 芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波 电压范围为0. 6V到3. 5V.5脚:Cr（震荡电容端）:震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001,u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变 化的锯齿波。6脚:Rr（震荡电阻端）:震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决 定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧Rr和

48、Cr越大充电时间越长， 反之则充电时间短。7脚:DISCHATGE RD放电端）:Cr的放电由5. 7两端的死区电阻决定。把充电和放 电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间， 使死区时间调节范围更宽。其取值 范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。8脚:SOFTSTATR软启动）:比较器的反相端即软启动器控制端8,端8可外接软启动 电容，该电容由内部Vf的50uA恒流源充电。9脚:COMPENSATION端）：在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电 压范围为1.5V到5

49、. 2V.-17 -10脚:SHUTDOWN关断端）:10端为PWM存器的一个输入端，一般在10端接入过流 检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C:将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位（3. 30。在电路异常时，只要脚10电压大于0. 7V,三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压（0.9V），使得输出PWMI号关闭，起到保护作用.11脚:OUTPUTA,14脚：OUTPUB（脉冲输出端）：输出末级采用推挽输出电路，驱动 场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差1800,拉电流和灌电流峰值达200mA由于存在开闭滞后，使输出和吸收

50、之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖 脉冲，起持续时间约为100ns。可以在V处接一个约0. luf的电容滤去电压尖峰。12脚:GROUND接地端）：该芯片上的所有电压都是相对于GROUN而言，即是功率地 也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。13脚:VC（推挽输出电路电压输入端）：作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出 功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是1.8V-3. 4V.15脚:+VIN（芯片电源端）:直流电源从15脚引入分为两路：一路作为内部逻辑和模 拟电路的工作电压；另

51、一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准 电压。如果该脚电压低于门限电压（Turn-off: 8V），该芯片内部电路锁定，停止工作基 准源及必要电路除外）使之消耗的电流降至很小（约2mA）.另外，该脚电压最大不能超过35V.使用中应该用电容直接旁路到GROUN端。16脚:VREF（基准电压端）：基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可 以分压后作为误差放大器的参考电压。3.1.3SG3525的工作原理SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范 围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也

52、可以 与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5的软启动电容。上电过程中， 由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入 端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该 高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，-18 -使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常

53、是接 在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端 上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时， 误差放大器的输出将减小， 这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长， 因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。 反之亦然。外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开 始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入 软启动过程。注意，Shutdo

54、wn引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部 干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。3.2转速、电流双闭环设计3.2.1转速、电流双闭环调速系统的组成图3-3所示为转速、电流双闭环调速系统的原理框图。 为了实现转速和电流两种负图 3-3 转速电流双闭环调速系统反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串

55、联连接。把转速调节器ASR的输出作为电流调节器ACR勺输入，用电流调节器的输出去 控制晶管整流的触发器。从闭环结构上看，电流调节环在里面，是内环；转速调节环在 外面，叫做外环。-19 -为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器通常都采用PI调节器。在图3-3中，标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照触发器GT的控制电压Uct为正电压的情况标出的，而且考虑运算放大器的反相作用。通常，转 速电流两个调节器的输出值是带限幅的，转速调节器的输出限幅电压为um，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器的输出限幅电压是Uctm，它限制了PWM装 置输出电压的最大值。3.2.

56、2转速、电流双闭环调速系统的静特性根据图3-3的原理图，可以很容易地画出双闭环调系统的静态结构图如图3-4所示。其中PI调节器用带限幅的输出特性表示，这种PI调节器在工作中一般存在饱和和不饱和两种状况。饱和时输出达到限幅值；不饱和时输出未达到限幅值，这 样的稳态特征是分析双闭环调速系统的关键。当调节器饱和时，输出为恒值，输入 量的变化不再影响输出，除非输入信号反向使调节器所在的闭环成为开环。当调节 器不饱各时，PI调节器的积分（I）作用使输入偏差电压U在稳态时总是等于零。-20 -实际上，双闭环调速系统在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的， 对于 静特性来说，只有转速调节器存在饱和与不

57、饱和两种情况。（1）转速调节器不饱和：在正常负载情况下，转速调节器不饱和，电流调节器也不饱和，稳态时，依靠调节器的调节作用，它们的输入偏差电压都是零。因此系统具有绝对硬的静特性（无静*差），即Un=Un=呵Ui=Ui= Pldn = n0a从而得到图3-5静特性的n。- A段。由于转速调节器不饱和，U； : U；，所以Id 10时,典I系统的抗扰恢复时间还 是可以接受的。因此，一般多按典I系统来设计电流环 。本设计因为5i%5%且TL/T二=23.98/6.710。所以 按典I系统设计,选PI调节js+1WASR（S）= Ks J式中K电流调节器的比例系数器，其传递函数为:-23 -i电流调节

58、器的超前时间常数。为了让调节器零点对消掉控制对象的大时间常数极点，选择-i=TL,则电流环的动-24 -态结构图可以化简为图3-6:参数计算:3.2.4速度调节器设计U：(s)B十KIId(s)s(T刃s+1)-1-r按所用运算放大器取Ro=20K1，Ti= 0.035s，电枢回路总电阻R=20.1ACR积分时间常数T=T=0.035s，To,= 0.005s电流环开环增益：要求 G 乞5%时应取KIT7=0.5因此KI= wci= -0-5ITn僞=74.6于是，ACF的比例系数为K KI*ILR.74.6*0.Ks0.5* 402.6计算控制器的电阻电容值R二KjR0=2.6* 20 =5

59、2K，取50K1Ci=20miFCo4Toi哼5十FR020* 103AccVI1 +Ci电流环简化成典I系统图 3-6L图 3-7 电流调节器的结构图如图3-7所示，为电流调节器的结构图。RJ-fcl丄-25 -在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节 为此，需求出它的等效传递函数：1rWclg以心，VVcUi(s)Ui(s):2s 1P近似条件：” 1 1Wc” 一顽仁叽用电流环的等效环节代替电流闭环后， 整个转速调节系统的动态结构图如3-8(a) 所示。把给定滤波和反馈滤波环节等效地移到环内，同时将给定信号改为U*n(s)/；再把时间常数为Ton和2TD的两

60、个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为TEn的惯 性环节，且Tm=Ton+2Txi,，则转速环结构图可转化成图3-8(b)。b)图 3-8 转速环的动态结构图要把转速环校正成典型U型系统，ASR也应采用PI调节器，其传递函数式中 心一转速调节器的比例系数；T转速调节器的超前时间常数转速调节环选用典型U型系统的原因:1) .系统在负载扰动作用下，动态速降要小Un(s)IdL(S)一ASR2Ts 1n(s)CeTmSWASRS)= Kns 1a)Id(-26 -2) . ST饱和时，速度环退饱和超调量不大。3) .速度环基本上是恒值系统。参数计算：按所用运算放大器取Ro=2OK门电流反馈系数：