开关电源设计不可不看--Flyback电路原理

1、Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DCDC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或Buck-Boost转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。（1）Flyback变换器理论模型如图。（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下

2、面两种形式，这两个电路实质上是一样的。当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。（二）Flyback变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。（2）转换效率高，损失小。（3）匝数比值较小。（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。（三）Flyback变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气

3、隙，从而造成变压器体积变大。（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。二、BuckBoost转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback转换器，要从其基本转换器BuckBoost电路开始。（一）BuckBoost电路组成BuckBoost电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。图1 BuckBoost电路结构（二）电路特性（1）输出电压为负电压（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式

4、。（三）工作原理为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。楞次定律：电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：外电路通过电感的磁通（电流）增大，电感将产生与（电流）反向的磁通（电流），阻碍外电路磁通（电流）的增大；外电路通过电感的（电流）减小，电感将产生与（电流）同向的磁通（电流），阻碍外电路（电流）减小的减小。以下就BuckBoost稳态电路的工作作一个简要说明。假设一个周期的开始时间为：开关晶体管Q1导通时（Turned On或Closed）。此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。由棱次定律，“外电路通过电感的电流增大，电感将产生与反向的电流，阻碍外电路电流

5、的增大”。外电路电流（主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体Q1不导通时（Turned Off或Opened），此时外电路通过电感的电流急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通（电流）同向的磁通（电流），阻碍外电路（电流）的减小”；外电路电流（主要是电感电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压为“-”，变压

6、器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（Duty Cycle，简称为D），D越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。（四）公式推导以下公式推导时作如下假设：1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是BH曲线为线性，且铜损/铁损忽略不计。3）电感与输出电容构成

7、的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。1 连续导通模式（C.C.M）公式推导（1）在开关晶体ON的时间， （2.1） （2.2）在时， （2.3）（2）当开关晶体被OFF时，二级管顺偏导通，所以 （2.4） （2.5）当时， （2.6）在稳态操作情况下，将（2.3）代入（2.6）得 （2.7）也就是 （2.8）（2.8）就是所谓的“伏秒平衡” 定律。电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。由（2.8），可得输出与输入电压关系式：，当工作周期D小于0.5时，输出电压小于输入电压；当D大于

8、0.5时，输出电压大于输入电压。（3）电路波形输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（C或LC）才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联电阻ESR的要求也比较严格。备注：ESR:是指在AC或DC下的串联等效阻抗（Equivalent Series Resistance）ESL：在AC下的串联等效低电感（Equivalent Series Inductance）。ESR与频率关系：电解电容的ESR会随着使用频率的上升而下降。厂商标称的ESR是在一定工作频率（120Hz,1KHz,100KHz

9、）下的ESR，见下表：2. 不连续导通模式（D.C.M）公式推导以上所推导的公式是在连续导通模式（ContinuousConductionMode，C.C.M）下操作的Buck-Boost电路，也就是电感的电流恒高于零。它的物理意义是，电感的能量在的期间并未完全释放。从图上显示，如果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。此时我们称转换器即将进入不连续导通模式（DiscontinuousConductionMode，D.C.M）操作。也就是说，电感的能量在充放之间，会将能

10、量完全的释出。其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。于是C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。（边界线将在后面讲述）在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部分：-开关晶体导通期间-开关晶体被OFF，且电感电流大于零期间-开关晶体被OFF，且电感电流等于零期间。（1）在0到期间，即开关晶体导通期间，电感上依

11、旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。在开关晶体ON期间，即， （2.10） （2.11）在时， （2.12）（2）当开关晶体被OFF，且电感电流大于零时，二级体顺偏， （2.13） （2.14）当时， （2.15）（3）由（2.14）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在期间， 。期间， （2.16） （2.17）由2.12与2.15可得， （2.18）（2.18）依旧是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）

12、来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是，(面积公式)由（2.15）可得，所以 （2.19）其中R为负载电阻值，将（2.18）化简，得到得关系式， （2.20）代入（2.18）得， （2.21）由以上得推导得知，在D.C.M.工作的时候，工作周期与负载的轻重有关（2.20），这个现象与C.C.M.是不同的。从以上分析推论知（2.21）：输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器推向C.C.M.的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。现在如果将切换频率，电感值与输出电压固定，则可以得到一条代表C.C.M.与D.C.M.的边界曲线公式：由（2.21）得，代入（2.19）

13、，得 （2.22）这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计。（4）电路曲线三、Flyback转换器工作原理Flyback不同于Buck-Boost的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁化能量。就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初/次级隔离，而且利用匝数比的控制，使转换器的工作点设计更有弹性。另外，多组输出的应用更简单容易。公式推导和Buck-Boost几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低输出电压时相差很大）。（一）先推导C.C.M.的工作

14、情形（1）在开关晶体ON期间，即 ， （2.23） （2.24）此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。 （2.25） （2.26）在时， （2.27）（2）当开关晶体OFF时，二极体顺偏， （2.28） （2.29） 其中就是“变压器公式”得到的。对应到初级侧，可以得到 （2.30） （2.31）当时， （2.32） 由（2.27）和，所以 因为所以，因为，所以 （2.33）或 （2.34）（2.34）就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。（3）电路波形观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback电路确实与Buck-Boost电路完全类似，电流的导通模式都完

15、全一样。（二）D.C.M公式推导（1）在时， （2.37）对应到次级侧， （2.38） （2.39）（2）当开关晶体被OFF的瞬间，二极体顺偏，在次级侧电感电流大于零期间， （2.42）在时，所以(2.42)变成 （2.43）同样可以得到“伏秒平衡式”。由(2.42)可以看出，电感的电流依一个斜率下降，当电流降到零时【】，电感的能量已消耗殆尽，二极管不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称工作在期间。（3）， （2.44） （2.45）负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是 （2.46）其中，R为负载电阻值，将（2.46

16、）化简，可得关系式，由（2.43）可得，由以上的推导可知，在D.C.M.工作的时候，工作周期（）与负载的轻重有关，这个现象与C.C.M.是不同的。（4）电路波形D.C.M.波形（5）C.C.M. 与D.C.M.的分界线如果将匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表C.C.M. 与D.C.M.的分界线公式：C.C.M与D.C.M.分界线曲线：C.C.M与D.C.M.临界线时电路波形：四、FLYBACK电路改进形式一、 进的flyback topology电路一（一）电路如下：（二）Improved Fly-Back 输入输出关系Input: 24 ；Output: 330/500

17、W根据Improved Fly-Back电路工作原理，在Fly-Back电路稳定工作时（运行工况：C.C.M.），推导输入输出电压、与导通比D、变压器匝数比 n ( / ) 的关系；计算电容两端电压。 (1) (2) (3) （4）由以上四个方程联立求解，可以得到， (备注：) 理论计算结果：由Vi = 24V、Vo = 330V、n = 4 / 17 可得： D = 71.2% Vc = 83.2 V实际测试结果: D = 75% Vc = 82 V（三）电路波形: Output V waveform: C V waveform: TX primary I waveform: Mosfet driving signal、 : Mosfet ds I/V waveform（四）电路优点 (相对Push-Pull电路) 以较低的成本, 实现较高较稳定的电路工作效率；电路工作结构： a. 消除变压器, 避免了变压器的偏磁问题; b. 含电流侦测电路，减小Mosfet的电流应力； （五）电路设计注意事项(1)为减少MOSFET及C的电压应力，采用“三明治”绕法，减小Fly-Back变压器漏感；(2)为提高Fly-Back变压器的效率，将EE core三端加A