功率开关管功耗的计算

1、功率开关管功耗的计算1) 开关管导通时的功耗测试开通时间 Ton(uS) 4.955 ( 时间测量以电压波形为基准 ) 开通时电 流的最小值 Ion-min(A) 0.222 开通时电流的最大值 Ion-max(A) 0.644 规格书上的导通电阻 Ron-resistance(homn) 32) 开关管由开通到关断的功耗测试由开通到关断的时间 Toff-rise(nS) 100 ( 测量电压波形的上升 时 间 , 单位 ns)由开通到关断电压的最大值 Voff-max(V) 288 由开通到关断电流的 最大值 Ioff-max(A) 0.6373) 开关管由关断到导通时的功耗测试由关断到导通

2、的时间 Ton-fall(nS) 47 ( 测量电压波形的下降时 间 单位 ns)由关断到导通电压的最大值 Von-max(V) 198 由关断到导通电流的 最大值 Ion-max(A) 0.4914) 周期时间的测量开关周期时间 Tperiod(uS) 11.6762开关管的开关损耗 Pswitch(W) 0.327087666 开关管的导通损耗Pon-resistance(W) 0.477385448开关管的总功耗 Ploss(W) 0.8044731145）温度降额的计算结点到表面的热阻 Rjc（ C/W） 10开关管的最高工作温度Tmax-spec（ C）150高温测得的开关管表面温度

3、Tmax（ C） 81.8 89.8开关管的实际温度降额（） 59.9计算公式：Ploss=Pswitch+Pon-resistancePswitch=(1/6*V off-max*loff-max*Toff-rise+1/6*V on-max*lon-max*To n-fall)/TperiodPon-resistance=(0.5*(Io n-m in+lo n-max)A2*Ton/Tperiod降额（ ）=（Tmax+Rjc*Ploss）/Tmax-spec*100 %3842电路的保护-个人经验（原创）3842电路的保护用UC3842做的开关电源的典型电路见图1。过载和短路保护，一般

4、是通过在开关管的源极串一个电阻（R4）,把电流 信号送到3842的第3脚来实现保护。当电源过载时，3842保护动作，使占空比减小，输出电压降低，3842 的供电电压Vaux 也跟着降低，当低到 3842 不能工作时，整个电路关闭， 然 后靠 R1 、 R2 开始下一次启动过程。这被称为 “打嗝 ”式（hiccup ）保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入很长时间（几百 ms到几s）的启动过程，平 均功率 很低，即使长时间输出短路也不会导致电源的损坏。 由于漏感等 原因，有的开关电源在每个开关周期有很大的开 关尖峰，即使在 占空比很小时，辅助电压 Vaux 也不能降到 足够低，

5、所以一般在 辅助电源的整流二极管上串一个电阻（R3），它和C1形成RC滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。仔细 调 整这个电阻的数值，一般都可以达到满意的保护。使用这 个电 路，必须注意选取比较低的辅助电压Vaux ，对 3842 般为 13? 15V ，使电路容易保护。图 1 是使用最广泛的电路， 然而它的保护电路仍有几个问题：1. 在批量生产时， 由于元器件的差异， 总会有一些电源不能 很好保护，这时需要个别调整 R3 的数值，给生产造成麻烦；2. 在输出电压较低时，如 3.3V、5V，由于输出电流大，过 载时输出电压下降不大， 也很难调整 R3 到一个理想的数值；3. 在正激应用时，辅助电压 Va

6、ux 虽然也跟随输出变化，但 跟输入电压 HV 的关系更大，也很难调整 R3 到一个理想的 数值。 这 时如果采用辅助电路来实现保护关断，会达到更好的效 果。辅助 关断电路的实现原理：在过载或短路时，输出电压 降低，电压反 馈的光耦不再导通，辅助关断电路当检测到光 耦不再导通时，延 迟一段时间就动作，关闭电源。图2、 3、等启动电流大的场4 是常见的电路。图 2 采取拉低第 1 脚的方法关闭电源。图 3 采 用断开振荡回路的方法。图 4 采取抬高第 2 脚，进而使 第 1 脚 降低的方法。在这 3 个电路里 R3 电阻即使不要，仍 能很好保 护。注意电路中 C4 的作用，电源正常启动，光耦 是

7、不通的，因 此靠 C4 来使保护电路延迟一段时间动作。在 过载或短路保护 时，它也起延时保护的左右。在灯泡、马达 合， C4 的取值也要大一点。DC/DC变换器的PWM控制技术转载人：Power App发布时间：2003年10月20日内容:DC/DC变换器广泛应用于便携装置（如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等）中。它有两种类型，即线性变换器和开关变换器。开关变换器因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点，而备受人们的青睐。开关稳压器利用无源磁性元件和电容电路元件的能量存储特性，从输入电压源获取分离的能量，暂时地把能量以磁场形式存储在电感器中，或以电场形式存储在电容器中，然后将能量

8、转换到负载，实现DC/DC变换。实现能量从源到负载的变换需要复杂的控制技术。现在，大多数采用PWM （脉冲宽度调制）技术。从输入电源提取的能量随脉宽变化，在一固定周期内保持平均能量转换。PWM的占空因数（S）是“ on时间（ton ,从电源提取能量的时间）与总开关周期（T）之比。对于开关稳压器，其 稳定的输出电压正比于 PWM占空因数，而且控制环路利用 大信号”占空 因数做为对 电源开关的控制信号。开关频率和储能元件DC/DC变换器中，功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响。磁性元件所耦合的功率是：P（ L）=1/2（ LI2f ）。随着频率的提高，为保积和线匝数有持恒定的功率所要求的

9、电感相应地减小。由于电感与磁性材料的面 关，所以可以减小电感器的物理尺寸电容元件所耦合的功率是： P（c）=1/2 （CV2f ） ，所以储能电容器可实现类 似的尺寸减小。元件尺寸的减小对于电源设计人员和系统设计人员来说 都是非常 重要的，可使得开关电源占用较小的体积和印刷电路板面积。开关变换器拓扑结构开关变换器的拓扑结构系指能用于转换、控制和调节输入电压的功率 开关元件 和储能元件的不同配置。很多不同的开关稳压器拓扑结构可分 为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共 同的电流通路）和隔离型能量转换是用一个相互耦合磁性元件（变压器）来实现的， 而且从源到负载的耦合是借助于

10、磁通而不是共同的电器）变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入线/输出负载特性诸因素选定的非隔离开关变换器有四种基本非隔离开关稳压器拓扑结构用于 DC/DC 变换器。1. 降压变换器 降压变换器将一输入电压变换成一较低的稳定输出电压。 输出 电压（ Vout ）和输入电压（ Vin ）的关系为：Vout/Vin= 6占空因数） Vin>Vout2. 升压变换器升压变换器将一输入电压变换成一较高的稳定输出电压。输出电压和 输入电压 的关系为：Vout/Vin=1/ （1-6）Vin3. 逆向变换器逆向变换器将一输入电压变换成一较低反相输出电压。输出电压与输 入电压的 关系为：Vout/

11、Vin=- 6 1/- 6）Vin>|Vout|4. Cuk 变换器Cuk （丘克”变换器将一输入电压变换成一稳定反相较低值或较高值输出电压（电压值取决于占空因数） 。输出电压输入电压的关系为：Vout/Vin=- 6（/1- 6）|Vin|>|Vout| ，6<0.5|Vin|<|Vout| ，6>0.5隔离开关变换器有很多隔离开关变换器拓扑结构，但其中三种比较通用，它们是：逆 向变换 器、正向变换器、推挽变换器。在这些电路中，从输入电源到负 载的能量转换是 通过一个变压器或其他磁通耦合磁性元件实现的。1. 逆向隔离变换器逆向隔离变换器将一输入电压变换成一稳定的

12、取决于变压器匝数比的 较低值或较高值输出电压。输出电压与输入电压的关系式为：Vout/Vin= （ 1/N ） （ 6（/1- 6） Vin>Vout 或 Vin 式中 N 为变压器匝数2. 正向隔离变换器正向隔离变换器将一输入电压变换成一稳定的取决于变压器匝数比的 较低值或 较高值输出电压。输出电压和输入电压关系为：Vout/Vin= （1/N ）8Vin>V5ut 或 Vin3. 推挽隔离变换器推挽隔离变换器将一输入电压变换成一稳定较低值输出电压。它们的 关系为：Vout/Vin= （2/N ）8Vin>VoutPWM 控制技术控制开关 DC/DC 变换器的反馈回路和稳压

13、特性有两种方法： 电压模式 控制 和电流模式控制。在电压模式控制中，变换器的占空因数正比于实 际输出电压与 理想输出电压之间的误差差值；在电流模式控制中，占空 因数正比于额定输出电 压与变换器控制电流函数之间的误差差值。控制 电流可以是非隔离拓扑结构中的 开关电流或隔离拓扑结构中的变压器初 级电流。 电压模式控制只响应（调节变 换器的占空因数）输出（负载）电压的变 化。这意味着变换器为了响应负载电流 或输入线电压的变化，它必须 “等 待 ”负载电压（负载调整）的相应变化。这种等待/延迟会影响变换器的稳压特性，通常 “等待 ”是一个或多个开关周期。 负载或输入电压扰动会产生相应（尽管不一定成比例

14、）的输出电压干扰在此电路中， A1 是环路误差放大器， A2 是 PWM 比较器， A3 是输出 驱 动器（与功率开关的接口） 。斜波振荡器提供输出电压 VOSC ，VOSC 在变换器开关周期 ts 期间从 OV 到某最大值（对应于最大占空因数）呈 线性斜 波。误差放大器对精密温度补偿基准（ VREF ）和变换器输出电压 分量 Vout （ R2/ （ R1+R2 ）之间的差值进行比较。 A1 的输出 VE 正比于 基准电压和 Vout 之间的差值。假若输出电压为零，则 A1 的输出为其最 大值， 此最大值与振荡器输出斜波最大值相同。当在 PWM 比较器 A2 的 输入存在这种 条件时， 则

15、A2 的输出电压在变换器整个开关周期中保持在 最大值。所以，当 Vout 为最小值时，占空因数是在其最大值。假若实际的输出电压超过 Vout 的调整范围，则 A1 的输出将为（或接 近） 零。在这种条件下， A2 的输出在整个开关周期期间将保持在其最小 值。输出电 压和变换器占空因数之间的反比关系（即输出电压太低会产 生最大占空因数，输 出电压太高会产生最小占空因数）为变换器的控制 环路提供稳定的反馈机构。 假若能有一种机械使 PWM 控制可以在单个变换周期内响应负载电流的 变化，则 “等待 ”问题和与电压模式控制有关的相应负载调整补偿可以消 除。用电流模 式控制做到这点是可能的。电流模式控制

16、把变换器分成两条控制环路 电流控制通过内部控制 环路而 电压控制通过外部控制环路。其结果在逐个开关脉冲上不仅仅可 以响应负载电压 的变化而且也可响应电流的变化。上图示出一个典型的电流模式 PWM 控制电路。在此电路中， A1 是电 压环路 误差放大器， A2 是 PWM 比较器， A3 是输出驱动器 （与功率开关 的接 口）。振荡器以开关频率 fs 提供窄同步脉冲。它把 PWM 锁存（ G1 ） 的输出（Q）置于逻辑高态并表示另一变换周期的幵始。和电压模式控制的情况一样，误差放大器A1 对精密温度补偿基准（VREF ）和变换器输出电压分量 Vout（ R2/（ R1+R2 ）之间的差值进行 比较。 A1 的输出正比于基准电压和 Vout 之间的差值。假若输出电压为零， 则 A1 输出是它的最大值。 假若输出电压超过 Vout 的 调整范围，则 A1 输出将为（或接近）零。所以，当变换器输出正在调 整时 A1 的输出处在最大和最小值之间的某一平均值（ VA ）。此值对 PWM比较器 A2 是反相输入，实质上它变成电流反馈信号的基准。注意，假若在 A2 的-输入上电压大于其 +输入上的电压，则 A2 的输出 电压 是在其最小值（逻辑低态） 。假若电阻器 Rs 感测到开关或初级电流， 则呈现 在A2+输入端的电压 Vs为IsRs , Vs电压正比于幵关电流。当 Vs值达到 VA值