第8章 多电平逆变器变频技术

1、第8章 多电平逆变器变频技术 第第8章章 多电平逆变器变频技术多电平逆变器变频技术 8.1 多电平逆变器技术概述多电平逆变器技术概述 8.2 多电平逆变器电路结构多电平逆变器电路结构 8.3 多电平多电平PWM调制方法调制方法 习题与思考题习题与思考题 第8章 多电平逆变器变频技术 8.1多电平逆变器技术概述多电平逆变器技术概述8.1.1多电平逆变器产生的背景多电平逆变器产生的背景占当今工业用电量一半以上的大功率风机和泵， 一般都采用中高电压交流电机传动系统。 在20世纪7080年代， 对于一些功率在兆瓦级以上的风机、 泵等装置， 多采用挡板或阀门对其流量进行控制， 能量浪费严重。 如果采用调

2、速控制实现对其流量的调节则可节省大量电能，第8章 多电平逆变器变频技术 但当时受电力电子器件及控制技术的制约， 制造中高压大功率变压变频装置还比较困难， 因此常用绕线转子异步电机串级调速系统对其控制。 诸如轧钢机械、 电力机车、 轮船等大功率应用场合的电机， 在静、 动态方面对转速控制有更高的要求。 从技术上看， 高电压等级和容量等级的中高压变频调速是更合适的方案， 这就提出了中高压大容量变频技术问题。 此外， 为了满足输出电压谐波含量的要求， 人们还希望这些大功率电力电子装置能工作在高开关频率下， 并且尽量减少电磁干扰（EMI）问题。 第8章 多电平逆变器变频技术 电力电子器件是电力电子装置

3、的核心。 在过去的几十年里， 电力电子器件经历了晶闸管、 可关断晶闸管、 双极型大功率晶体管和场控器件等发展阶段。 近些年来， 各种新型功率器件如IGCT、 IEGT、 ETO等相继出现， 电力电子器件的单管容量、 开关频率已经有了很大的提高， 许多厂商已能提供额定值为6000 V/6000 A的高压大功率GTO， 4500 V/1200 A的IGBT， 4500 V/4000 A的IEGT以及6000 V/6000 A的IGCT。第8章 多电平逆变器变频技术 但即使这样， 在某些应用场合， 传统的两电平电压源型逆变器仍然不能满足人们对高压、 大功率的要求。 并且， 在现有电力电子器件的工艺水

4、平下， 其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的， 往往功率越大， 开关频率越低。 为了实现高频化和低EMI的大功率变换研究者进行了大量的研究和探索， 提出了多种高压大功率变换的解决思路和方法， 大致可分为以下三类。 第8章 多电平逆变器变频技术 1. 功率器件串并联技术功率器件串并联技术这是一种最简单、 直接的方案， 将小功率器件并联并联以承受大电流大电流， 将器件串联串联以承受高压承受高压， 实现高压大功率变换实现高压大功率变换。 由于功率器件开关特性的分散性， 因而具有高速开关特性的功率器件（如IGBT）是不允许直接串联的， 否则中间回路的高电压将直接加在后开通的器件上， 使后开通的器件可能

5、承受高压而击穿。 由于功率器件的参数不一致， 因而功率器件直接并联同样存在动、 静态电流不均衡的问题。 功率器件的饱和压降不一致导致静态电流不均衡， 而功率器件的开关时间不同步造成动态电流不均衡。 因此， 功率器件的串并联，功率器件的串并联， 需要复杂的动、需要复杂的动、 静态均压或均流电路。静态均压或均流电路。 第8章 多电平逆变器变频技术 2. 多重化技术多重化技术采用多重化技术也是用小功率器件实现大功率变换的一种方法。 所谓多重化技术，多重化技术， 是指每相由几个低压是指每相由几个低压PWM功率单元在其输出端通过某种方式（如变压器）功率单元在其输出端通过某种方式（如变压器）串联或并联组成

6、，串联或并联组成， 各功率单元由一个多绕组的隔离变压各功率单元由一个多绕组的隔离变压器供电，器供电， 由低压由低压PWM变频单元串联叠加达到高压输出变频单元串联叠加达到高压输出或并联达到大容量输出的目的或并联达到大容量输出的目的。 其中每一个功率单元都是分别进行整流、 滤波、 逆变的。 目前功率单元都采用二电平方案， 开关器件电压等级只需要考虑功率单元内的中间直流电路电压值。第8章 多电平逆变器变频技术 多重化技术可以大大降低谐波含量， 提高功率因数。 在电压型功率变换器组成的多重化系统中， 为防止由于不同变压器副边绕组电压差而形成环流， 通常在副边采取串联方式连接。 相应地， 在电流型变换器

7、流型变换器组成的多重化系统中组成的多重化系统中， 副边绕组一般采用并联连接。 但是多重化技术需要引入结构复杂的大容量隔离变压器， 所需功率器件数量较多， 增加了设备投入， 造价昂贵， 还需要占用一定安装空间， 且多重化技术对控制精度要求也较高， 因此并不常被使用。 第8章 多电平逆变器变频技术 3. 逆变器并联技术逆变器并联技术逆变器并联技术将多个小容量的逆变器并联运行，将多个小容量的逆变器并联运行， 并联的逆变器数目可根据系统需要的容量来确定。并联的逆变器数目可根据系统需要的容量来确定。 这种方法的主要优点优点是： 易于实现逆变器模块化， 可以灵活扩大逆变系统的容量； 易于形成N+1并联冗余

8、系统， 提高运行的可靠性和系统的可维护性。 逆变器并联技术的难点难点是需要从控制电路上解决电压同步、 稳态和动态均流、 N+1冗余与热切换三大技术。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.1.2多电平逆变器技术多电平逆变器技术多电平逆变器的基本思想基本思想是由多个电平台阶来合成阶梯波， 以逼近正弦输出电压。 电平数越多， 所得到的阶梯波电平台阶越多， 从而越接近正弦波， 谐波成分越少。 从理论上讲， 多电平变换器可以通过合成无穷多个电平台阶， 最终实现零谐波输出。 但在实际应用中， 由于受到硬件条件和控制复杂性的制约， 通常在满足性能指标的前提下， 并不追求过高的电平数。 第8章 多电平逆变器变频

9、技术 多电平逆变器电路结构是1977年由德国学者Holtz首次提出的， 该电路是利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器主电路， 其结构如图8-1(a)所示。 图中， 在直流回路的中性点上引出一对电力电子器件V2、 V3， 无论负载电流的流向如何， 逆变器的输出电压有三种状态： Udc/2、 0。 这种拓扑结构仅仅是为了改善电压质量， 降低电压谐波分量， 在两电平的基础上在中间直流回路的中性点上增加了一个零电平(由反并联的两个开关器件引出， 并把零电平引入到逆变回路)。 第8章 多电平逆变器变频技术 在功率器件没有本质突破的情况下， 为了使电力电子装置的输出电压更高， 1980年日本学者A.Na

10、bae等人对其进行了改进， 提出了中点箝位逆变器（NPC）， 用功率二极管代替主开关管， 并利用中间的主开关器件把功率二极管引出的零电平加到输出端上，从而利用功率二极管的箝位作用实现了输出电位相对于中间直流回路有三个值的目的， 其结构如图8-1(b)所示。 图中， 三电平逆变器每一相主开关管数与续流二极管数都为4， 箝位二极管数为2， 电容数为2， 平均每个主开关管承受的正向电压为Udc/2。 第8章 多电平逆变器变频技术 比较图8-1(a)和图8-1(b)可知，箝位二极管不但能达到引出中点电位的目的，而且使主管的耐压值降低为中间直流回路电压的一半， 从而使这种拓扑结构在高压应用场合成为可能，

11、 同时也可以解决功率开关器件耐压值低与直流回路电压高之间的矛盾； 并且用功率二极管代替开关器件以降低逆变器的生产成本。 图8-1(b)所示的结构成为三电平逆变器主电路中目前较为广泛采用的拓扑结构。 由于这种拓扑结构采用的是功率二极管箝位得到的中点电平， 因此有人又称这种结构为中点箝位型结构(或二极管箝位型结构)。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-1三电平逆变器原理图(a) Holtz提出的三电平逆变器； (b) Nabae提出的三电平逆变器第8章 多电平逆变器变频技术 二极管箝位型逆变器输出相电压为如图8-2(a)所示三电平波形， 相电压幅值为Udc/2； 线电压为如图8-2 (b)所示五

12、电平波形， 幅值为Udc。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-2二极管箝位型逆变器输出电压波形(a) 相电压波形; (b) 线电压波形第8章 多电平逆变器变频技术 1983年， Bhagwat等人在此基础上， 将三电平电路推广到任意的n电平， 并对NPC电路及其统一结构作了进一步的研究。 在多电平变换器的主电路中含有大量功率器件和电容， 电容一般起分压作用， 各电容上电压通常均相等。 逆变器在功率器件不同的导通组合时， 输出侧得到几种电平， 其电压波形在一个周期内呈阶梯状。 图8-3是不同电平数逆变器单个变换臂的示意图。 假设功率器件都是理想的， 可知， 两电平变换臂有两种输出电压值， 见图

13、8-3(a)； 三电平变换臂有三种输出电压值， 见图8-3(b)； 依次可得， n电平变换臂有n种输出电压值， 见图8-3(c)。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-3逆变器单个变换臂示意图(a) 两电平; (b) 三电平; (c) n电平第8章 多电平逆变器变频技术 对于三相系统， 在这里， 定义开关函数Sa、 Sb、 Sc分别指的是a、 b、 c相输出电压状态， 每一开关函数的取值范围可从0到n1， 这样就与输出电平的数量相等。 在工在工作过程中作过程中， 开关函数取不同的值（即不同的开关状态）， 逆变器得到不同的输出电压， 逆变器输出节点与直流侧负电位o之间电压大小与开关状态遵循如下关

14、系： aadcbbccSS1Sooouuunu（8-1）第8章 多电平逆变器变频技术 由式（8-1）可知， 可由调制器来决定开关的状态， 从而描述逆变器的输出电压。 在实际情况中， 调制器给出的是功率器件的门极信号。 由傅立叶分析可知， 输出是含有谐波的正弦波， 随着电平数量的增加， 变换器输出电压波形更逼近理想的正弦波。 进一步分析， 由式（8-1）可得输出点与输出侧三相中性点之间电压差的如下关系式： （8-2）aabbcc21111213112nononouuuuuu 第8章 多电平逆变器变频技术 逆变器输出线电压和输出点a、 b、 c与直流侧负电位之间的电压差关系式为（8-3）ababc

15、bcac110011101ooouuuuuu 第8章 多电平逆变器变频技术 8.1.3多电平逆变器的特点多电平逆变器的特点多电平逆变器是通过改进逆变器自身拓扑结构来实现中高压大功率输出的新型逆变器，它不需升降压变压器和均压电路。 由于其输出电压电平数增加， 使得输出波形具有更好的谐波频谱， 每个开关器件所承受的电压应力较小。 多电平逆变器技术已经成为电力电子学中， 以中高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域， 这是因为它具有以下突出优点： 第8章 多电平逆变器变频技术 8.1.3多电平逆变器的特点多电平逆变器的特点 （1） 对于n电平逆变器， 每个功率器件仅承受1/(n1)的直流母线电压，

16、 所以可用耐压等级较低的功率器件实现高电压输出，大大减小了du/dt应力， 且无需动态均压电路。 （2） 随着电平数的增加， 输出电压波形越逼近正弦波， 输出电压波形的畸变（THD）就越小。 （3） 可用较低的开关频率获得与两电平变换器在高开关频率下相同效果的输出电压波形， 而且开关损耗小， 效率高。 （4） 不需要输出变压器， 大大减小了系统的体积和损耗。 （5） 功率因数高。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.2多电平逆变器电路结构多电平逆变器电路结构经过20多年的发展， 多电平逆变器已有许多种主电路结构， 但其一般原理类似： 由几个电平台阶（一般是电容电压）合成阶梯波以逼近正弦输出电压，

17、 从而使逆变器在较低的开关频率时就能满足对输出电流谐波较低的要求， 有效解决了动态均压和du/dt、 di/dt过高等问题， 并可降低电机的共模电压和系统对器件的耐压等级要求。 第8章 多电平逆变器变频技术 从逆变器主电路拓扑结构来看， 目前多电平逆变器可分为三种基本的拓扑结构： 二极管箝位型(Diode-clamped)逆变器、 飞跨电容型(Flying-capacitor)逆变器、 具有独立直流电源的级联型 (Cascaded-inverters with Separate DC Sources)逆变器。 但从电平获取的方式来看， 多电平逆变器又可分为两大类： 箝位型和级联型。 其中, 箝

18、位型包括二极管箝位、 电容箝位两种多电平逆变器， 级联型包括串联H变换桥式级联型（即具有独立直流电源的级联型变换器）和输出变压器耦合式级联型两种多电平逆变器。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.2.1箝位型逆变器箝位型逆变器箝位型逆变器按箝位器件分为二极管箝位型和电容箝位型。 图8-4(a)为三电平二极管箝位型逆变器拓扑结构， 图8-4(b)为三电平电容箝位型逆变器， 图8-4(c)为电容箝位自均压型逆变器的基本单元。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-4多电平箝位型逆变器拓扑结构图(a) 三电平二极管箝位型逆变器； (b) 三电平电容箝位型逆变器； (c) 电容箝位自均压型逆变器的基本单元

19、第8章 多电平逆变器变频技术 1. 二极管箝位型逆变器二极管箝位型逆变器三电平二极管箝位型逆变器基本结构见图8-4(a)。 直流侧两个相同的分压电容C1、 C2相串联， 每个电容电压为Udc/2。 VD1、 为箝位二极管， 功率器件V1、 V2、 为GTO、 IGBT或IGCT。 功率器件V1与、 V2与的逻辑关系是互锁的， 其互锁关系表达式是V1=、 V2=， 即导通与关闭是成对出现的。 在单个桥臂的4个功率器件中， 每2个功率器件同时处于导通或关断状态。 功率器件开关状态组合与输出电压关系如下： 1VD1V2V1V2V2V1V第8章 多电平逆变器变频技术 (1) V1、 V2导通， 、 关

20、断： Uao=Udc； (2) V2、 导通， V1、 关断： Uao=Udc/2； (3) 、 导通， V1、 V2关断： Uao=0。 图8-5(a)是单相全桥二极管箝位型逆变器主电路拓扑结构， 由两个三电平逆变器组成H桥， H桥输出的电平数p与单臂组成的逆变器电平数n存在p=2n1的关系。 图8-5(b)是采用阶梯波调制时H桥输出的线电压波形， 由图可知， 逆变桥输出电压呈五电平结构。 1V2V1V2V1V2V第8章 多电平逆变器变频技术 图8-5单相全桥二极管箝位型逆变器主电路及 其输出电压波形图(a) 单相逆变桥； (b) 输出电压波形图第8章 多电平逆变器变频技术 该电路的优点有：

21、 (1) 对于m电平逆变器， 功率器件的阻断电压为Udc/(m1)， 使正向耐压值提高m1倍。(2) 电平数越多， 输出电压谐波含量越少。(3) 器件在基频下工作， 效率高， 开关损耗小。 (4) 可控制无功功率流。 第8章 多电平逆变器变频技术 其主要缺点有： (1) 需要大量的箝位二极管， 电平数增加， 箝位二极管受到的电压应力也增加。(2) 每桥臂内、 外侧功率器件的导通时间不相同， 造成负荷不一致。 (3) 分压电容存在电压不平衡问题。 第8章 多电平逆变器变频技术 以上缺点中， 分压电容电压不平衡问题最为关键， 在某些情况下， 直流侧电容电位会不停地波动， 有时甚至波动到不可接受的程

22、度。 其直接结果有二次和高次谐波较多， 电压应力过大甚至会造成功率器件逆变失败。 电平数越多， 电容电位平衡的问题就越麻烦， 虽然可以从拓扑结构上进行改进， 用电容与箝位二极管并联（见图8-6）的方法来减弱中点电位的波动， 并维持了各器件关断时阻断电压的平衡， 但这种方法的缺点也比较明显。 由于并联电容， 使变换器体积增大， 还降低了系统的可靠性。第8章 多电平逆变器变频技术 图8-6改进型二极管箝位逆变器(a) 三电平； (b) n电平第8章 多电平逆变器变频技术 2. 电容箝位型逆变器电容箝位型逆变器根据电容箝位方式的不同分为飞跨电容型和自均压型。 1） 飞跨电容型逆变器飞跨电容型多电平逆

23、变器是Meynard T.A.等人1992年首次提出的。 图8-4(b)是飞跨电容型三电平逆变器拓扑结构， 该电路直流侧同样有两个分压电容， 每个电容电压均为Udc/2。 C1是箝位电容。 该电路的电压合成方式更为灵活， 即对于相同的输出电压， 可以由不同的开关状态组合得到， 这为该电路用于有功功率变换及分压电容电压平衡提供了可能性和灵活性。 三电平结构输出电压分别是Udc、 Udc/2和0。 第8章 多电平逆变器变频技术 (1) V1、 V2导通， 、 关断： Uao=Udc。 (2) V1、 导通， V2、 关断； 或V2、 导通， V1、 关断： Uao=Udc/2。 (3) 、 导通，

24、 V1、 V2关断： Uao=0。 1V2V1V2V1V1V2V2V第8章 多电平逆变器变频技术 该电路的主要优点如下： (1) 电平数越多， 输出电压谐波含量越少， 比相同电平数二极管箝位型逆变器的控制要灵活。(2) 电压合成方式灵活。(3) 可控制有功和无功功率流， 因而适用于高压直流输电。其主要缺点有： (1) 需要大量的箝位电容， 增加了装置的体积。(2) 用于有功功率传输时， 控制较为复杂， 开关频率高， 开关损耗大。(3) 有功功率传输时， 分压电容存在电压不平衡问题。 第8章 多电平逆变器变频技术 2） 自均压型逆变器自均压型逆变器基本单元参考图8-4(c)， 是电容箝位的半桥结

25、构。 该电路有两个功率器件， 每次只导通一个， 在分别导通上、 下功率器件的情形下， 可分别得到高低不同的输出电平。 多级电路的电路结构是基本单元按“金字塔”结构搭成的， 图8-7为有自均压的五电平多级逆变器电路结构。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-7自均压电容箝位型五电平逆变器电路结构第8章 多电平逆变器变频技术 图8-7的右侧直流侧串联四个电容电压均为Udc， 电容C1、 C2、 C3、 C4、 C5、 C6在功率器件导通与二极管续流共同作用下自动箝位。 当Sp1、 Sp2、 Sp3、 Sp4中只有一个导通时， 通过分析可得输出电压Uo为Udc； 当Sp1、 Sp2、 Sp3、 Sp

26、4中有任意两个导通时， 输出电压为2Udc； 任意三个导通时则输出为3Udc； 全导通时输出为4Udc； 全部不导通时输出为0。 五电平自均压型逆变器的开关状态与输出电平关系见表8-1。 第8章 多电平逆变器变频技术 表8-1五电平自均压型逆变器开关状态与输出电平 第8章 多电平逆变器变频技术 该电路的优点有：(1) 输出波形的失真率随输出电平数的增加而减小。 (2) 每一级随时间变化电压波动小， 均压效果好。(3) 可将此电路输出端变成输入端， 用一个低压在另一端生成串联的高电压， 可在同一电路结构中实现功率“双向流动”。 其主要缺点有： (1) 使用了大量的功率器件和箝位电容， 电路工作时

27、会有很大的开关损耗。(2) 随着电路级数的增多， 由器件压降造成的每一级电压降会越来越大。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.2.2级联型逆变器级联型逆变器早在20世纪70年代中期， P.Hammond提出通过改变电路拓扑结构的方式来提高逆变器输出电压的方法， 该方法用多个电压等级较低的逆变器单元通过某种连接方式来得到较高的输出电压， 并给出一个H变换桥级联型逆变器的实例。 经过30多年的发展， 已有多种级联型多电平逆变器结构， 根据级联型逆变器基本单元级联方式的不同， 可分为串联H变换桥式级联型多电平逆变器（即具有独立直流电源的级联型逆变器）和输出变压器耦合式级联型多电平逆变器。 第8章 多

28、电平逆变器变频技术 1. 具有独立直流电源的级联型逆变器具有独立直流电源的级联型逆变器具有独立直流电源的级联型多电平逆变器采用若干个低压的PWM变换单元直接级联的方式实现高压输出。 图8-8(a)是单相级联型2m+1电平逆变器主电路结构， 该结构由m个变换单元级联而成。 每个单元的直流侧电压均为Udc； 其输出电压有Udc、 0、 Udc三种： 要得到Udc的输出， 则V1、 V4导通； 若V2、 V3导通， 则得到Udc的输出电压； 若V1、 V2或V3、 V4导通， 则输出电压为0。 负载端正向、 负向电位均可由一个级联逆变桥提供。 第8章 多电平逆变器变频技术 在这种逆变器中， 高电压的

29、输出不是直接输出的， 而是通过若干单元的输出串联后叠加得到的， 这样对于每个功率单元来说, 不必承受高压即可以采用低压的功率器件。 级联型逆变器的串联级数和输出波形包含电平数之间满足“电平数=2串联级数+1”的关系， 逆变器输出电压uan与各变换单元输出电压uai的关系如下： （8-4）aa1mniivv第8章 多电平逆变器变频技术 该电路的主要优点有： (1) 无需箝位二极管和电容， 故需要器件最少。 (2) 易封装和进行模块化设计。 (3) 器件在基频下工作， 效率高， 开关损耗小。 (4) 可采用软开关技术， 以避免笨重、 耗能的阻容吸收电路。 (5) 不存在电容电压不平衡问题。 (6)

30、 可将耐压低、 开关频率也不高的功率器件直接应用到高压大功率场合。 第8章 多电平逆变器变频技术 其主要缺点有： (1) 需要多个独立电源； (2) 不易实现四象限运行。 由于每个单元的直流电源相互独立， 因此还可以设计基于不同电压等级直流电源的混合型逆变器， 各个直流电源电压最大倍数的关系满足下式：式中： udc xi、 udc x(i1)、 ni、 ni1分别是第i、 i1级H逆变单元的直流侧电压输出和电平数目。 (8-5)dc (1)dc 11(1)ix ixiiinvvn n第8章 多电平逆变器变频技术 图8-8(b)是两个变换单元组成的混合型逆变器的主电路结构。 该结构中若两个电源的

31、电压关系为udc a2=2udc a1， 则有7种输出电位， 分别为0、 udc a1、 2udc a1和3udc a1。 若两个电源的电压关系为udc a2=3udc a1， 则有9种输出电位， 分别为0、 udc a1、 2udc a1、 3udc a1和4udc a1。 有些学者还提出了用图8-5(a)的单相逆变桥作为基本单元的级联型逆变器。 这几种改进的级联型逆变器有一个共同的特点， 就是用尽可能简单的电路结构来实现更多的输出电平。 第8章 多电平逆变器变频技术 图8-8级联逆变器的拓扑结构(a) 普通级联型变换器； (b) 混合型变换器第8章 多电平逆变器变频技术 2. 输出变压器耦

32、合式级联型逆变器输出变压器耦合式级联型逆变器变压器耦合式级联型逆变器见图8-9， 该拓扑结构包括三个常规两电平三相DC/AC逆变器， 三个变比为1 1的输出变压器。 三相电机的线电压与变换器输出电压关系见式(8-6)： （8-6）KLa1b1b1a2a2b2LMb2c2c2b3b3c3MKc3a3a3c1c1a1uuuuuuuuuuuu第8章 多电平逆变器变频技术 由于变压器变比为1 1， 有ub1a2=ua3b3，uc2b3=uc1b1， ua3c1=ua2c2， 于是得式（8-7）:（8-7）KLa1b1a2b2a3b3LMb1c1b2c2b3c3MKc3a3c2a2c1a1uuuuuuu

33、uuuuu第8章 多电平逆变器变频技术 图8-9变压器耦合式级联逆变器的拓扑结构第8章 多电平逆变器变频技术 在三相对称负载时， 由式（8-6）可知， 逆变器输出线电压有7种电平， 最高电平等于单个逆变器输出线电压的三倍。 变压器耦合式级联逆变器的优点是： 器件较少； 功率器件负荷均匀； 不存在直流侧电容电压不平衡问题； 由于直流侧电容存储容量需求减少， 因而直流侧电容较小。 其主要缺点包括： 由于输出端需变压器耦合， 因而体积较大， 笨重； 仅适用于三相对称系统。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.3多电平多电平PWM调制方法调制方法多电平逆变器波形合成方法有多种， 如阶梯波调制、 正弦载波

34、调制(SPWM)、 空间矢量调制(SVPWM)、 选择谐波消去法(SHEPWM)、 开关损耗最小PWM、 电流滞环控制、 随机PWM等。 一般来说， 一种好的调制方法应该满足以下几个方面的要求： 输出电流谐波最少， 功率器件一周期内开关次数最少， 直流侧电容电压保持平衡， 确保所有功率器件开关频率统一， 易于物理实现等。 常用的多电平PWM调制算法是阶梯波调制法、 SPWM法、 空间矢量PWM（SVPWM）法、 选择谐波消去法(SHEPWM)和开关损耗最小PWM法（开关频率优化法）等。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.3.1阶梯波调制法阶梯波调制法图8-10为逆变器输出相电压阶梯波波形。 阶

35、梯波调制法可理解为一个用从直流侧获取的离散电平叠加来逼近参考正弦电压的量化过程。 图8-10即可理解为通过适当地控制每桥臂功率器件的开关状态组合， 输出5个电压脉冲uai， 经过叠加5个电压脉冲得到相电压uan， 即通过将这些电压脉冲叠加得到的电压波形来逼近模拟参考电压波形的量化过程， 且其中, uai(i=1, 2, , 5)为第i个输出电压脉冲。 (8-8)aa1a2a5nuuuu第8章 多电平逆变器变频技术 图8-1011电平逆变器输出相电压波形第8章 多电平逆变器变频技术 用uan来逼近正弦电压， 用uan作为交流侧输出相电压。 该波形关于1/4周期对称， 关于1/2周期反对称， 经F

36、ourier分析， n次谐波幅值为 式中： n为奇数; k是第k个开关角。 （8-9）anva14cos()mnkikhnnu第8章 多电平逆变器变频技术 为了降低谐波含量， 开关角满足12k， 这样幅值调制比范围小。 该方法比较适用于级联型逆变器。 阶梯波调制法的主要优点有： 器件在基频工作， 开关频率低， 开关损耗小； 易于物理实现。 其缺点有： 输出电流频谱特性性能不高； 输出电压受直流侧电压波动的影响较大； 幅值调制比范围小。 2第8章 多电平逆变器变频技术 8.3.2SPWM法法多电平SPWM法是从二电平SPWM法推广而来的， 见图8-11。 二电平逆变器SPWM调制法可理解为用一个

37、三角载波来控制一个桥臂上两个功率管的开通和关断。 把这种思路推广到多电平逆变器中， 用几个三角波信号和一个参考信号（每相）相比较产生SPWM信号。 如m电平逆变器， 可将m1个相同频率fc和相同的峰-峰幅值Ac的载波按波段连续放置。 调制波频率为fr， 峰-峰幅值为Ar。 第8章 多电平逆变器变频技术 用一个调制波控制逆变器的一个桥臂， 每个三角载波控制一对功率器件（逻辑关系互锁的为一对）。 正弦波与三角波相交时， 如果正弦波瞬时幅值大于某个三角波的幅值， 则开通相应的主功率器件输出高电平； 反之， 则关断该器件输出低电平。 由此分析， 五电平逆变器每相有四对功率管， 则要四条三角载波。 幅值

38、调制比（又称调制度）ma和频率调制比mf定义如下： (8-10) (8-11)rac(1)AmmAcfrfmf第8章 多电平逆变器变频技术 图8-11SPWM原理图(a) 调制信号与三角载波; (b) 输出相电压波形第8章 多电平逆变器变频技术 SPWM方法的优点是： 幅值调制比范围较宽； 适合高压大功率场合； 电平数较多， THD较小； 不受电平数目的影响， 可拓展到电平数更多的变换器中。 其缺点是： 直流侧电压利用率不高， 输出电压有效值约为直流侧电压的85%； 计算自然换相点较为复杂。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.3.3空间矢量空间矢量PWM法法空间矢量PWM法(SVPWM)是德国

39、学者Vander Broek H.W.提出的。 空间矢量PWM法与SPWM法不同的是它以直接控制电机磁链的圆形磁通轨迹为目的， 使输出电压的空间矢量以期望的速度旋转， 且调节这个矢量的幅值为期望值， 故又称磁通轨迹PWM法。 多电平SVPWM方法是由两电平SVPWM方法推广而来的， 即用逆变器输出相电压的平均矢量去逼近某一理论参考相电压矢量Ur。 第6章介绍了求电压矢量图的一般方法， 这里用一种更直观的方法来得到多电平变换器输出电压的空间矢量图。 第8章 多电平逆变器变频技术 以三相三电平为例（参见图8-12（a）， 每一桥臂可输出正电平Udc/2、 零点平0、 负电平Udc/2， 分别用P、

40、 O、 N表示； 如NOP表示a、 b、 c相电压分别为Udc/2、 0、 Udc/2； 依此类推。 这样三相三电平变换器有33=27种开关状态组合， 其中19个独立空间矢量， 这19个独立空间矢量中包含18个非零的空间矢量。 在三相多电平逆变器变换时， 选择适当的开关状态组合可以合成不同的输出电压， 但在得到某些电压矢量时， 有不同的开关状态组合可供选择， 即有冗余的开关状态组合， 这为采用适当的调制方法来保持直流侧电容电压平衡和开关频率最小化提供了条件。 第8章 多电平逆变器变频技术 为了减少输出电压的谐波， 使逆变器三相输出电压等于给定电压矢量的值， 在PWM的每一个控制周期ts内将给定

41、电压用其最接近的3个矢量的线性组合来表示。 电压空间矢量图具有对称性， 仅以060的小方块区域3为例进行分析， 参见图8-12(b)， 其计算公式为其中, ts是PWM的控制周期。 (8-12)s123s112233ttttt Ut Ut Ut U第8章 多电平逆变器变频技术 图8-12三电平SVPWM原理图(a) 三电平逆变器电压空间矢量图； (b) 060范围内的电压矢量第8章 多电平逆变器变频技术 空间矢量PWM法具有以下优点： 直流侧电压利用率高； 电流谐波较小， 谐波电流有效值总和接近最优化； 硬件实现比较容易， 故比较适合高电压、 大功率场合。 其主要缺点有： 随着电平数的增多， 要从成百上千个矢量中选取适当的矢量， 计算量太大； 存在角度跳变。 第8章 多电平逆变器变频技术 8.3.4选择谐波消去法选择谐波消去法阶梯波调制法的幅值调制比范围小， 为了提高幅值调制比范围， 提出了选择谐波消去法。 该方法通过选择适当的开关角合成阶梯波， 并使谐波含量最小。 图8-13是7电平逆变器选择谐波消去法示意图， 在电压波形的特定位置设置缺口， 通过每半个周期中功率器件导通的多次切换， 恰当地控制