无负载平衡依赖性的高效单电感多输出(SIMO)DC-DC转换器

1、无负载平衡依赖性的高效单电感多输出（SIMO）DC-DC转换器Y. H. Ko, Y. S. Jang, S. K. Han, S. G. LeeKorea Advanced Institute of Science and Technology摘要：本文介绍了一种用新新式控制拓扑结构提供降压和升压输出的单电感 多输出（SIMO）DC/DC转换器。在本文提出的开关序列当中，不需要任何特殊的模 块，能源供应始终是通过一个电感储存和释放能量来完成的。 无论降压和升压输 出负载之间的平衡性如何，它都能带来很高的转换效率。将本文提出的SIMO型DC-DC转换器应用到0.35卩m的CMO中，无论输出之间

2、的平衡性如何，它都能 实现很高的转换效率。在高负载情况下，测得的最大转换效率达到 82%。.引言随着电池供电的便携式设备市场的发展， 高效的电源管理集成电路 （PMIC） 的发展，成为当前一种流行和活跃的研究领域。 DC-DC 转换器作为 PMIC 中的 不可或缺的功能块，通过便携式设备线性放电的电池电压提供稳定的输出电压。 在许多需要从一个电池电源获取多个稳定输出电压的便携设备系统中， 很多不同 的 DC-DC 转换器可以成为产生不同输出电压电平的一个可行方法。然而，这种 方法会导致因使用多片式电感器而产生成本和面积需求的增加， 而这对便携设备 来说是不合适的 。 为了克服这个问题， 研究人

3、员提 出 了单电感多 输出 （SIMO）DC-DC 变换器。从字面上讲，它只需要一个电感来调节多个输出电压。 各种工程 1-4都将重心放在 SIMO 型 DC-DC 转换器上，它采用每个开关周期的单 一激励周期， 从而导致性能水平更准确， 并且特点在于更小的输出电压纹波和更 快的控制循环 5。很多工程 1-3提出了各自的控制拓扑结构，每个都有自己的优 势。然而，他们的应用程序都因在降压和升压的实现中缺乏灵活性而受到限制。 一项研究 4提出了一种 SIMO 型 DC-DC 转换器，它可以在减少使用电源开关的 条件下同时提供降压和升压输出。 为了克服不平衡输出负载所引起的稳定性问题， 研究人员提出

4、了一种迟滞模式 4。然而，实现这种滞后模式不仅需要特殊的块， 例如功率比较器和 卜电压发生器电路，而且它还降低了电能转换效率，这是因为 在降压输出充电时电流是通过电阻续流开关流过的而不是通过电感流动。因此， 本文提出了一种新的控制拓扑结构。 这里呈现一个开关序列， 它可以产生多个降 压和升压输出而无需特殊块，同时实现很高的转换效率。本文的结构如下： 第二部分介绍了新提出的控制拓扑结构； 随后，采用新提 出的控制序列的 DC-DC 转换器的实现细节在第三部分展示；测量结果在第 IV 部分给出；结论在第五部分做出。H.所提出的控制拓扑结构的原理如图 1 所示，新的控制序列可以用来解决迟滞模式 4中

5、的问题。这种采用所 提出的控制序列的 SIMO 型 DC-DC 转换器具有一个降压和一个升压输出，其运 行过程可以陈述如下。第一阶段：开关 SW1 和 SW4 接通用来给降压输出充电。此时电感电流Il以(Vin-Voa)/L的速度上升。在接下来的一个阶段，需要根据输 出负载的状况来决定选择流程(2-1)还是(2-2)。当在电感电流达到通过先前报道技 术来控制的峰值电流Ip之前，降压输出完成充电并达到预期的电压水平，那么 就选择流程(2-1)。此时在流程(2-1)中接通开关SW1和SW3以激励电感，这样可 以使Il以Vin/L的斜率增加，直到Il到达Ip。另一方面，如果在Il到达Ip需要 更多的

6、能量调节降压输出，那么就选择流程(2-2)。在阶段(2-2)，开关SW2和SW4 接通，用来在Il以(-Voa/L)的速率减小时提供更多的电荷到降压输出中。在阶段 (2-1)或(2-2)完成之后，第三阶段就开始了，开关SW1和SW5接通，Il以(Vin-Vob)/L的速率减小。一旦升压输出达到期望的电压值，系统就由第三阶段 变为第四阶段，这个阶段为续流阶段。在第四阶段，开关SW2和SW3导通，以保持恒定的II。在切换周期的末期，程序返回到第一阶段。综上所述，根据输出 负载状况，有两种类型的控制序列用于调节降压和升压输出，如表I所示。注意，这可以实现高转换效率，因为能量输送总是通过用电感储存和释

7、放能量来实现的。 此外，阶段(2-1)和阶段(2-2)之间的决策过程可以通过数字化方式实现，而不需要 任何特殊的块。图1所提出的SIMO型DC-DC转换器的控制序列表I基于负载状态的控制序列负载状态控制序列BuckvBoost12-1 34Buck>Boost1 2 -1 3 4 1 2-2 34皿实现细节本文提出的无负载平衡依赖性的高效率的 SIMO型DC-DC转换器的结构框 图如图2所示。所提出的控制序列，已在第二部分做出解释，它可以由控制逻辑 模块来实现。所需的控制信号(CMr, CMt和CMk)由其他子模块来生成。峰值电 流Ip,作为决定每个阶段占空比的因素之一， 可以通过采用一

8、个续流电流反馈控 制方案来控制。输出电压直接由续流电流反馈控制方案中的比较器来调节。单一的补偿对一个续流反馈回路来说是足够的。续流电流反馈控制方式的原理是通过比较续流电流的平均值与基准电流来控制峰值电流。尽管采用了续流电流反馈控制的基本概念，但是所提出的 SIMO型DC-DC转换器的DC和AC特性与文 献2是不同的，因为控制序列是不同的。根据负载状况，DC和AC特性分为两种情况。每种情况都分别在接下来的部分中进行分析。vswJL£LI1TfSW2l-V ConverterSensor"TXTBGRTIPeak-Current Control CircuitSWTSW5Cor

9、CgL_n_3W4Wwwr* Freewheeling Current Sensor DriverREF畑Control LogicDeadTime ControlLogicSlope Compon nation CircuitI Clock图2所提出的无负载平衡依赖性的高效SIMO型DC-DC转换器的结构框图0*3口話 D訂 TSk图3 (a)情形一(Buck<Boost)及(b)情形二(Buck>Boost)的电感电流波形图A.情形一：降压 升压当升压输出功率大于降压输出功率， 电流波形如图3(a)所示。各阶段的占空比由下列式子给出：dk1(ik1 一 i fw1)miK(1)

10、dn1(i p - iki)mN1dt1 =丄(ip ifw1)miTdf1 =1 dk1 -'dn1 -'dt1其中，mK , mN1 及mT 分别表示(Vin-Voa)/L, Vin/L及(Vin-Vob)/L。应被调节至U Iref的续流电流平均值由下式给出： i f h'： T = df 1 fw1降压和升压输出的平均供应电流由下列式子给出：1.iok，t = 2 (i k1i fw1) d k11Jot ； t 一 ? (ip i fw1 ) dt1由上面的方程(i)-，可以确定静态工作点。在工作点处，从Ip到Li的小信号增 益Gi(S)可以通过构建扰动变量的

11、矩阵来计算。B.情形二：降压 升压当升压输出功率小于降压输出功率， 电流波形如图3(a)所示。各阶段的占空 比由下列式子给出：dk2f smK(ik2-i fw3)(8)dn2-fs-(ip - ik2)(9)mN1dt2 -fss (ip _ifw2)(10)mTd f2 = 1 _dk2-dn2 - dt2(11)dk3 =fs二T(ip-ifw2)(12)miKfsdn3(i p 'ik3)(13)mN2dt3 二主(ik3-ifw3)(14)miTd f 3 = 1 - dk3 - dn3 - dt3(15)其中，mN2表示Voa/L。应被调节到I ref的续流电流平均值由下式

12、给出：1(if2)T = 2 (d f 2 jfW1+df3 jfw3)(16)降压和升压输出的平均供应电流由下列式子给出：1(iokT =2 (ik2+ifw3)，dk2(17)1=2 «(ip 门趾)dk3 +(ip 63) 63(18)(iot)T'(ip + ifw2)'dt2(19)1 .=(ik3*ifwd dt 32(20)由上面的方程(8)-(20)可以确定静态工作点。在工作点处，从ip到旅2 益G2(S)可以通过构建扰动变量矩阵来获得。图4展示了计算出的增益 和升压负载电流的关系，这里根据负载条件 G。可以是G1 0或G20。选择为：L=10 田,V

13、in=3.7 V , Vok=1.8 V , Vot=5 V , fs=1 MHz 及 增益G0被认为是用来在峰值电流控制电路中补偿续流反馈回路的。的小信号增G0与降压该设计参数I ref=30mA 0址"1图4小信号增益G。与负载电流lok及lot的关系C.峰值电流控制电路峰值电流控制电路是一个单极积分器，如图5所示。为了准确的操作，续流期间(Dfi，Df2和Df3)Iref的值应选择大于0.1的数，因为一个续流电流传感器 需要时间来从关闭状态转变为导通状态。 充足的续流时间也能保证良好的交叉调 节性能。Ilps(=llp/ Nl)和lfs(=lf/ N2)分别是从峰值电流传感器和

14、续流电流传感器得 到的按比例缩小的电流。续流反馈环路的环路增益是由下式给出：T(s)G(s) A(s) -Go Rc(21)N 2 RpRp 1 +sRc Cc其中N1=N2=N, Rp是I-V转换器(I-V转换比)中电阻的值。反馈环路的单位增 益频率应该远远小于奈奎斯特速率， 通常被设置为开关频率的十分之一。 因为对 于第二种情况来说，电感电流波形的有效频率是开关频率 fs的一半，续流反馈环 路的单位增益频率(盒二G0/(2二Rp Cc)被大概设计成fs/20。图5峰值电流控制电路图6本文提出的SIMO型DC-DC转换器的显微照片IV .测量结果本文提出的SIMO型DC-DC转换器是在0.3

15、5卩mCMOS技术基础上实现的选定的设计参数如下：Cok=Cot = 22 uF L = 10 田,Vin=3.7V , Vok =1.8V, Vot =5V，而fs=1MHz。图7展示了所测量的电感电流波形。操作模式根据输出负载 状况变化。图8展示了最大输出负载电流的最大输出波纹。降压和升压输出的最大输出纹波分别为5.6 mV和4.8 mV。因为即使是ESR的小值，该方案的操作也 是稳定的，输出电压纹波可以达到最小值。图9显示了 10mA到80mA脉冲负载 作用时的负载瞬态响应。负载电流变化时，对降压和升压输出的负载调节量分别 为10mV和32mV。图10显示了步线在3V和4V之间变化时的线

16、性瞬态效应。 对于线路变化的降压和升压的线路调节量分别为7mV和7mV。所提出的SIMO型DC-DC转换器的功率转换效率如图11所示。这证明了不论输出负载如何，高 转换效率都能实现。负载平衡边界的模式变化不会使转换效率下降。本文提出的方法在高负载情况下实现了 82%的最高转换效率。表II概括了所提出的SIMO 型DC-DC转换器的关键性能。3)(b)图 7 在(a)情形一 (IoK=10mA 及 IoT=80mA)和(b)情形二(I oK=10mA 及 IoT=80mA)下的电感电流波形图8 Iok= 80 mA及IoT=80mA时的最大输出纹波VoteVOT50 mVlOK一 L 一 二扌畑

17、t50叔厂门'I. | | 1 1 . , I « j .k riCTji1 irh r-11 i 11 H u . J'J11. 11 ± d 11 11 i. 1 .1 . 11 i 11. 1fri2 甜由曲图9在IOT= 10 mA, IOK 从10mA变化到80 mA 及(b) IOK=10mA,IOT 从 10mA 变化到11 1 1 1 1 I I I 1 l| 1 1 1 V I 1 1 1 11 T 1 1 j 1 P 1 ' | III r j -|- |- Y1 T T f 1 .LV<N(- -二一J- 1 - -rr一

18、t 50 mVot1JN-* i b - t -i* mii .T80 mA条件下的负载瞬态响应Chi 営 CrM图10 l°K=40mA及loT=40mA时线路由3V变化到4V的线路瞬态响应表H性能总结工艺0.35(1 m CMOS芯片大小1460卩 mX 1250im输入电压3.7V(3-4V)开关频率1MHz电感101 H(400m Q DCR)输出电容22i H(10mQ ESR)转换器类型Buck(VOK)Boost(VOT)输出电压1.8v5v最大负载电流80mA80mA输出纹波5.6mV4.8Mv负载调节量0.142mV/mA0.457mV/mA线路调节量7mV/V7m

19、V/V图11所提出的SIMO型DC-DC转换器的转换效率V .结论本文提出并实现了适用于调节降压和升压输出并有着无负载平衡依赖性的 高效率的单电感多输出（SIMO）DC-DC转换器。通过采用新提出的控制序列， 输入的能量可以通过无损电感连续地传递到输出端，并且没有电流积累问题。因 此，所提出的SIMO型DC-DC转换器可以实现与载荷条件无关的高效率。本文 所提出的SIMO型DC-DC转换器应用到0.35 ym的CMOS技术中，测量结果显 示即使在高负载情况下也能得到82%的转换效率。致谢本项研究由科学技术教育部（MEST）和韩国科技进步研究所（KIAT ）通过 对区域创新的人力资源培训项目资助

20、。参考文献1 H.-P. Le, C.-S. Chae, K.-C. Lee, S.-W. Wang, G.-H. Cho, and G.- H. Cho, “ A singhductorswitch ing DC-DC con verter with five outputs and ordered power- distributive con trol,” IEEE J.Solid-State Circuits, vol. 42, no. 12, pp. 2706-2714, Dec. 2007.2 Y.-J. Woo, H.-P. Le, G.-H. Cho, G.-H. Cho, and S.- I. Kim, “ Load independent control ofswitching DC- DC converters with freewheeling current feedback,'-StaiEE J. SolidCircuits, vol. 4