二极管包络检波

1、会计学1二极管包络检波二极管包络检波UAMCUCU下边频上边频C- C C+tuAMtuAM1.普通调幅AM几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展Ma1第1页/共86页几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展2. 抑制载波的双边带调幅（DSB调幅） DSB调幅是在调幅电路中抑制掉载频只输出上下边频 （边带）。其数学表达式为tUkUtukutucMcmctDSB)cos(21)()()( 与普通调幅相比，其带宽也为2 。由于DSB调幅不含载频，将有效的功率全部用到边频（边带）功率的传输上，因而大大减小功率浪费。 在调制信号的负半周，已调波高频与载波反相。在调制信号的正半周，已调波高频与

2、载波同相。即已调波在调制信号过零处有180。突变。其波形如下页图。第2页/共86页几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展)(tuDSB2. 抑制载波的双边带调幅（DSB调幅）第3页/共86页几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展3.抑制载波的单边带调幅（SSB调幅） 单边带调幅的特点是已调波中只含一个边频（边带）不含载频及另一个边频（边带）。其数学表达式只要将DSB调幅表达式中的一个边频去掉即可。为tUkUtucCmmSSB)cos(21)( 其特点是与前两种调幅波相比，带宽减半提高了信道利用率。同时由于不发送载波仅发送一个边带，因而更节省功率。此外，其波形也大不同于前两种调幅。由

3、数学模型可见，SSB调幅波的波形为等幅波，信息包含在相位中。第4页/共86页1、滤波法缺点：需要高矩形系数滤波器，有时用晶体滤波器。几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展一般需采用逐级滤波法！第5页/共86页上、下边带之间的频率间距等于调制信号最低频率Fmin的2倍，故滤波时相对带宽2 Fmin / fc要很小，这样的滤波器制作很困难。几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展第6页/共86页 在实际应用中是适当降低第一次调制的载波频率，这就增大了边带滤波器的相对带宽使滤波器便于制作。然后再经过多次平衡调幅（DSB）和滤波逐步把载频提高到要求的数值如下图所示。几种调幅波的特点与实现方法

4、上节内容回顾与扩展1、逐级滤波法产生SSB信号第7页/共86页2、移相法缺点：Fmax/Fmin很大，则在很宽的频率范围内移相90也极困难。 几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展用模拟乘法器实现调幅。SSB?第8页/共86页3、修正移相法f(t)V1COSw1tCOS(w1- )tSin(w1- )t优点：避免了对f(t)的90移相，仅对单频率1，2移相(1，2是固定频点)。 几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展第9页/共86页电压表达式普通调幅波ttmV0a0cos)cos1 (载波被抑制双边带调幅波ttVm00acoscos单边带信号tVm)cos(200a)cos(2(0

5、0tVma或波形图频谱图 0- 0+ 0a21Vm 0- 0+ 0a21Vm 信号带宽)2( 2)2( 22 0- 0+ 三种振幅调制信号几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展第10页/共86页4.残留边带调幅（VSB调幅） Vestigial Sideband VSB调幅的特点是调幅波中包含一个完整的边带、载波及另一个边带的一部分。 该调幅不是对一个边带完全抑制，而是使它逐渐截止，截止特性使传输边带在载频附近被抑制的部分被不需要边带的残留部分精确地补偿。 VSB调幅可以用普通调幅的解调电路进行解调。这样，即节省了频带又降低了接收机的成本，为数众多的接收机持有者提供了便利。残留边带的获得

6、原理如下页图所示。几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展第11页/共86页几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展4.残留边带调幅（VSB调幅）Vestigial Sideband 普通调幅带通滤波器)(tuVSB为减少带宽又使解调方式简单，电视图像信号采用残留边带调幅方式，我国采用的残留边带调幅的幅频特性如图1所示。即00.75MHz的图像信号采用双边带传送，（0.756）MHz的图像信号采用单边带传送。接收机中频特性采用了具有图2所示的幅频特性曲线。 第12页/共86页几种调幅波的特点与实现方法上节内容回顾与扩展4.残留边带调幅的频谱第13页/共86页实现调幅波的电路上节内容回顾

7、与扩展调幅电路的种类很多，有分立、集成调幅电路；有低电平、高电平调幅电路；有普通调幅、有其它调幅电路；虽然电路形式各异，但原理是相同的，都是采用非线性器件产生新的频率成分，再加相应的滤波器得到相应的频率成分。另外，高电平调幅电路在调幅的同时具有功率增益。具体调幅电路（二）、高电平调幅电路基极调幅电路集电极调幅电路（一）、低电平调幅电路模拟乘法器调幅电路平方律调幅斩波调幅第14页/共86页 这里将调制信号v与载波信号v0相加后，同时加入非线性器件，然后通过中心频率为0的带通滤波器取出输出电压vo中的调幅波成分。平方律调幅电路上节内容回顾与扩展第15页/共86页020020010)coscos()

8、coscos(tVtVtVtVaaai)(222020VVaa022022Va02VVa2034302VVa20343033034Va0203303012343VVaVaVa00VVa02VVa022020343VVa2020343VVa2222Va33341VaVVaVaVa2033312343平方律调幅电路上节内容回顾与扩展可实现AM波！场效应管具有典型的平方律特性，可用平方律一般特性描述。第16页/共86页如果要获得抑制载波的双边带信号，观察输出电流表示式20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai120020010)coscos()coscos(tVtVtV

9、tVaaai2总的输出电流总的输出电压21iiiRo21iiv平方律平衡调幅电路上节内容回顾与扩展第17页/共86页0)(222020VVaa022022Va02VVa2034302VVa20343033034Va0203303012343VVaVaVa00VVa02VVa022020343VVa2020343VVa2222Va33341VaVVaVaVa2033312343平衡调幅电路如果要获得抑制载波的双边带信号，观察输出电流表示式20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai120020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai2总的输出电流

10、总的输出电压21iiiRo21iiv平方律平衡调幅电路上节内容回顾与扩展可实现DSB波！cddvvavaii212142第18页/共86页场效应管具有典型的平方律特性，可用平方律一般特性描述。平衡调幅电路平方律平衡调幅电路上节内容回顾与扩展第19页/共86页二极管平方律调幅电路上节内容回顾与扩展 如果静态工作点和输入信号变换范围选择合适，非线性器件工作在满足平方律的区段。20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai1,2Ro21iiv第20页/共86页斩波调幅电路上节内容回顾与扩展大载波，小调制！第21页/共86页0100)(1tttS00cos cos 斩波调幅电

11、路上节内容回顾与扩展大载波，小调制！第22页/共86页斩波调幅电路上节内容回顾与扩展大载波，小调制！第23页/共86页0cos 10cos 1200)(tttS斩波调幅电路上节内容回顾与扩展第24页/共86页斩波调幅电路上节内容回顾与扩展大载波，小调制！第25页/共86页c1 cos0()0 cos0cctS tt斩波调幅电路上节内容回顾与扩展 tttt ftSt fvaccc5cos523cos32cos221可实现DSB波！大载波，小调制！比二极管平方律调幅的输出减少许多组合频率分量！第26页/共86页平衡斩波调幅电路上节内容回顾与扩展可实现DSB波！大载波，小调制！当载波电压uc足够大时

12、，即UcmUm，这时可以认为二极管工作在受uc控制的开关状态。 在uc0时导通、在uc0时截止 图中rd为二极管导通时的电阻，而开关S的作用可用单向开关函数S(t)来表示 输出电压uo (t)也可以写成，uo (t) 2 S1(t) 第27页/共86页平衡斩波调幅电路上节内容回顾与扩展0 , 01vv vvv , 01单向开关！大载波，小调制！第28页/共86页双向斩波调幅电路上节内容回顾与扩展可实现DSB波！第29页/共86页为提高调幅信号的幅度，还可采用双向斩波 。双向开关函数 双向斩波调幅电路上节内容回顾与扩展ttttSccc5cos543cos34cos4*ttttftvccca5co

13、s543cos34cos4第30页/共86页双向开关函数 双向斩波调幅电路上节内容回顾与扩展ttttSccc5cos543cos34cos4*ttttftvccca5cos543cos34cos42+- +-大载波，小调制！（1）uc(t)正半周时，V1和V2导通，V3和V4截止，V（t)=2f(t) ； uc(t)负半周时，V1和V2截止，V3和V4导通， V0（t)=-2f(t) 。即输出电压为 2 f(t） uc(t) 0 uo (t) -2 f(t） uc(t) 0uo (t)2 S*(t) 二极管环形斩波调幅电路 第31页/共86页第32页/共86页非线性 电路低通滤 波器从已调波中

14、检出包络信息，只适用于AM信号，何种电路同时也可以解调DSB信号？ 输入 AM信号检出包络信息4.3.4 振幅调制波的解调模型及电路第33页/共86页普通振幅波中包含载波分量，可以直接利用非线性器件的作用进行解调，不需额外加入提供载波的电路。 第34页/共86页 同步检波器用于对载波被抑制的双边带或单边带信号进行解调。它的特点是必须外加一个频率和相位都与被抑制的载波相同的信号。同步检波的名称即由此而来。 同步检波电路第35页/共86页 载波信号相位对检波结果的影响ttVt11m1coscos)(v)cos()(10mtVt0v)cos()coscos()()(10m11m1tVttVtt0vv

15、)cos(coscos110m1mtttVVcos)2cos(21cos10m1ttVVmtVVtcoscos21)(0m1mv1. 乘积检波器乘积检波电路低通滤波器 v1Viv0乘积检波器 同步检波电路第36页/共86页 同步检波电路第37页/共86页 本地载波与输入信号载波相位相同而频率不同对检波结果的影响ttVt11m1coscos)(v)cos()(10mtVt0v)cos()(00mtVt0v10p 本地载波与输入信号载波频率相同而相位不同对检波结果的影响tVVtcoscos21)(0m1mvttVVtcoscos21)(0m1mv 同步检波电路第38页/共86页它由二极管与RLC并

16、联构成的低通滤波器构成。 D:检波二极管，结电容小，反向电流小。可选择点接触二极管，肖特基二极管。RL:负载电阻，数值较大，低频电流流过时产生低频电压。C:负载电容，高频短路和 滤波。LdRR10cC条件：第39页/共86页VDCC+vRL+充电放电iDvi串联型二极管包络检波器二极管包络检波器的工作原理 ViVcV 第40页/共86页 电压传输系数（检波效率）、输入电阻和失真。1) 电压传输系数(检波效率)cmd VmVKam输输入入已已调调波波包包络络振振幅幅输输出出低低频频交交流流电电压压振振幅幅定义：cmVcmaVmmV二极管包络检波器的指标第41页/共86页0,00,d ddddgv

17、 viv二极管包络检波器的近似分析第42页/共86页c0dtv时，二极管包络检波器的近似分析LdRR10cC条件：000d ddddg vvivcosiicv Vtcosdcivv Vt cosccivVmax(cos )(1 cos )ddiicd icig V VgV折线近似分析法 折线的斜率为 1/ddgR值很小！第43页/共86页m ax(cos)(coscos )1 coscddd icccicviigVttV0m ax0( )ddcIi 1m ax1( )ddcIi m ax( )dndncIi 波形分解系数0( )c 1( )c ( )nc 级数分解m ax(cos )(1 co

18、s )ddiicd icig V VgV二极管包络检波器的近似分析第44页/共86页?c133()dcLRR二极管包络检波器的近似分析0m ax0( )sincos(1 cos )(1 cos )(sincos )ddcccd iccd icccIigVgV 1(sin cos )d idcccgVI0(sincos )cdLL d icccvIRRgVcos(sincos )cL dccccivRgV 第45页/共86页二极管包络检波器的近似分析等幅波输入时大信号包络检波器的效率 cosccdivKVcd ivKV输 入 为 等 幅波时：cviV133coscos()cddciLvRKVR定

19、值与 成线性关系称为线性检波第46页/共86页1) 电压传输系数(检波效率)vDi D-vCVim 用分析高频功放的折线近似分析法可以证明cosdK其中，是二极管电流通角，为检波器负载电阻，d为检波器内阻。 d33RR二极管包络检波器的指标第47页/共86页2) 等效输入电阻 考虑到包络检波电路一般作为谐振回路的负载，它将影响回路选频特性（Q），下面分析其等效输入电阻imimidIVR 其中，Vim是输入高频电压振幅， Iim是输入高频电流振幅。二极管包络检波器的指标流过二极管的电流是窄脉冲序列，它的级数展开式近似表示为： (1 2cos4cos2)davcciItt检波器的输入电阻 1/id

20、idRV I12avIIicV v1122idcidLavVvRRIIcLavvRI利用功率等效可证明！第48页/共86页2) 等效输入电阻二极管包络检波器的指标认为在几个高频周期内为恒定值(1cos)iaVmt(1cos)coscoscoscosciacica icvVmtVmVt直流分量cosicVcoscoscosa icvmVtVt(1cos)cosiiacv Vmtt解出来的是调制信号分量振幅值 cosa icVmV如果输入是调幅波，coscosa icdca ia iVmVKmVmV12idLRR第49页/共86页3) 失真 产生的失真主要有：惰性失真；负峰切割失真；非线性失真；频

21、率失真。 如果检波电路的时间常数RC太大，当调幅波包络朝较低值变化时，电容上的电荷来不及释放以跟踪其变化，所造成的失真称作惰性失真。 惰性失真(对角线切割失真)二极管包络检波器的指标第50页/共86页 惰性失真(对角线切割失真)ttmVt0aomocoscos1)(vtmVtVcos1)(aom调 幅 波包络 如图所示，在某一点，如果电容两端电压的放电速度小于包络的下降速度，就可能发生惰性失真。tmVttVsin)(aomdd包 络 变化率ttCiddCC)(v电 容 放电RitCC)(v二极管包络检波器的指标第51页/共86页 惰性失真(对角线切割失真)放电速率RCtCitt)()(CCCd

22、dvv假定此时tmVtcos1)(aomCv调幅波包络tmVtVcos1)(aomtmVttVsin)(aomdd包络变化率ttCiddCC)(v电容放电RitCC)(v为避免失真1)()(dttdvdttdVAC二极管包络检波器的指标第52页/共86页 惰性失真(对角线切割失真) 实际上，调幅波往往是由多个频率成分组成，即=minmax。为了保证不产生失真，必须满足5 . 1max RC8 . 0am二极管包络检波器的指标如2max1aLamRCm则不产生隋性失真的条件为：第53页/共86页 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检

23、波电路负峰切割失真(底边切割失真) 隔直电容Cc数值很大，可认为它对调制频率交流短路，电路达到稳态时，其两端电压VCVim。imimimimLRVrRrVVrRrrRVRrRVieLieieLieieLieL 失真最可能在包络的负半周发生。假定二极管截止，Cc将通过R和RL缓慢放电，相对于高频载波一个周期内，其电压VCVim将在R和RL上分压。直流负载电阻R上的电压为二极管包络检波器的指标调幅波的最小幅度为UC(1-m)，要避免底部切削失真，应满足carU(1-m)rieieLU cRarmrieieLR直流电阻交流电阻第54页/共86页负峰切割失真(底边切割失真)V i m（1-m）V i

24、mttmVoimicos)cos1 (vV R)cos1 (tmVimttmVoimicos)cos1 (vttmVoimicos)cos1 ( v)cos1 (tmVim)cos1 (tmVimV RV RV RV RV R二极管包络检波器的指标 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检波电路imimimimLRVrRrVVrRrrRVRrRVieLieieLieieLieL第55页/共86页负峰切割失真(底边切割失真)要避免二极管截止发生，包络幅度瞬时值必须满足RimVtmVacos1RaimVmV1) 0 ()(/LaLLLie

25、ieLieZjZRRrrRrm交、直流负载电阻越悬殊，ma越大，越容易发生该失真。二极管包络检波器的指标 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检波电路第56页/共86页减小底部切削失真的电路减小底部切削失真的电路第57页/共86页二极管包络检波器的指标 和C的选择原则 LR考虑到电压传输系数 和高频滤波能力， 应尽可能大，工程上要求其最小值满足下列条件： dK510LcRC为避免惰性失真， 的最大值应满足下列条件： CLRCLR2m ax1aLamRCm2max1510aLcamRCm第58页/共86页 非线性失真这种失真是由检波二

26、极管伏安特性曲线的非线性所引起的。 如果负载电阻R选得足够大，则检波管非线性特性影响越小，它所引起的非线性失真即可以忽略。二极管包络检波器的指标 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检波电路二极管的伏安特性是弯曲的，就伏安特性来说，在电压较小时，电流变化较慢；在电压较大时，电流增加得快。这样，当检波器输入为调幅波时，在调幅波包络的正半周，单位输入电压引起的电流变化大，检波输出电压大，而在调幅包络的负半周，二极管电流变化的速度慢，单位输入电压引起的电流变化小，检波输出电压小，这样就造成了检波器输出电压正、负半周不对称。这种波形的不对称

27、是二极管伏安特性非线性引起。第59页/共86页 频率失真 如左图所示，检波器中存在检波电容C和隔直电容Cc两个电容。检波电容C用于跟踪调幅波包络变化，隔直电容Cc用于去除载波分量对应的直流输出。对调制频率=minmax，要求检波电容C对高频载波短路但不能对低频调制波旁路，隔直电容Cc对低频调制波短路。R Cmax1LCminR1 C二极管包络检波器的指标 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考虑了耦合电容Cc和低放输入电阻RL后的检波电路由容抗对不同频率的信号的传输不同而引起的失真。第60页/共86页第61页/共86页第五章 混频器混频电路是超外差接收机、发射机及频率合成

28、技术中重要的组成部分，在收发信道中它扮演了重要的角色，其作用是将载频为 的已调信号(或单频载波)不失真地变频为 的信号。sfIfIf称为中间频率或中频。超外差式接收机方框图第62页/共86页 变频或混频就是把两个不同的信号加到非线性器件上进行频率组合后取出和频或差频 的过程。 它的的基本功能均是将输入频带信号的频谱位移到新的频率范围内，即频谱的线性般移，这类似于调制信号经调幅变换前后的频谱变换关系。如果所用本振信号是变频电路自身产生，则称为自激式混频器，或简称为变频器。 v如果本振信号由外部其它电路提供，则称变频电路为它激式混频器，或简称为混频器；cLIfff第五章 混频器第63页/共86页v

29、一是频率合成系统中实现升降频。v二是通信系统中降低对滤波器的要求。v三是卫星信号传送中的二次变频 应用。v鉴相、相位调制器 等v主要例子有：v利用变频器可以实现，将波段内的已调信号变为与输入载波无关的、并具有固定载频的中频信号，并在此基础上进行高性能的选频放大，最后再检波的超外差式接收解调方案v在发射设备中经常利用变频器来改变载频频率的大小v在频率合成器中，也常用变频器来完成频率加减运算，从而由基本频率信号得到各种不同于原频率的新信号第五章 混频器第64页/共86页第五章 混频器混频模型及频谱第65页/共86页调幅是把基带频谱搬移到载频两边，混频则是信号频谱搬移到中频，但本质上它们都是频谱的搬

30、移，因而实现的模型是相同的，可用模拟乘法器实现，也可用平方律器件、指数特性器件、折线型器件等实现。 变换关系是：IsLfffIsLfff()sLffILsfff()Lsff上混频 高本振下混频 低本振下混频 下混频第五章 混频器第66页/共86页混频器有两个输入口与一个输出口，其中一个输人口为RF端另一个输入口为LO端，输出口为IF端(RF为射频，LO为本振，IF为中频)。它与只有输入、输出口的放大器是不一样的。但是放大器有直流电源输入，只要把混频器的本振输入看成是“泵”或“源”混频器与放大器就有类比性(三极管、场效应管混频还要加上直流偏置)，RF看成是输入，IF看成是输出，但输入和输出的频率

31、是不同的，定义混频器的一些指标与放大器相比有相同的也有不同的。 第五章 混频器第67页/共86页混频可用双极晶体管、场效应管、模拟乘法器、二极管等器件完成。在甚高频及超高频频段，主要用二极管完成混频。下述混频器指标以二极管混频为主。 1. 变频增益(损耗)2. 噪声系数3. 动态范围4. 双音三阶交调与线性度5. 工作频率 6. 隔离度7. 镜像频率抑制度8. 本振功率9. 端口性能 5.1 混频器的性能指标第68页/共86页1. 变频增益(损耗)（注：教材上公式有错）变频损耗指混频器输入端（RF）的信号功率与输出端（IF）的信号功率之比。可以用 电压增益也可用功率增益表示其放大能力。常用分贝

32、表示。5.1 混频器的性能指标输出功率）（功率）（中频输入IsVcPPAlg10主要由电路失配损耗，二极管的固有结损耗及非线性电导净变频损耗等引起。 第69页/共86页2. 噪声系数5.1 混频器的性能指标）输出信噪比（中频频率）输入信噪比（信号频率NF NF=Pno/Pso Pno是当输入端口噪声温度在所有频率上都是标准温度即T0=290K时，传输到输出端口的总噪声资用功率。Pno主要包括信号源热噪声，内部损耗电阻热噪声，混频器件电流散弹噪声及本振相位噪声。Pso为仅有有用信号输入在输出端产生的噪声资用功率。 第70页/共86页3. 动态范围5.1 混频器的性能指标动态范围是指混频器正常工作

33、时的微波输入功率范围。其下限因混频器的应用环境不同而异，其上限受射频输入功率饱和所限，通常对应混频器的1dB压缩点。 1dB压缩点：在正常工作情况下，射频输入电平远低于本振电平，此时中频输出将随射频输入线性变化，当射频电平增加到一定程度时，中频输出随射频输入增加的速度减慢，混频器出现饱和。当中频输出偏离线性1dB时的射频输入功率为混频器的1dB压缩点。对于结构相同的混频器，1dB压缩点取决于本振功率大小和二极管特性，一般比本振功率低6dB。 第71页/共86页4、混频器的双音三阶交调与线性度. 5.1 混频器的性能指标如果有两个频率相近的信号fs1和fs2和本振fLO一起输入到混频器，由于混频

34、器的非线性作用，将产生交调，其中三阶交调可能出现在输出中频附近的地方，落入中频通带以内，造成干扰，通常用三阶交调抑制比来描述，即有用信号功率与三阶交调信号功率比值，常表示为dBc。三阶互调产物是由放大器或混频器的非线性特性造成的对两个音频输入相互混频(或调制)的结果。这两个IM3产物是： fIM3_1 = 2 * f1 - f2, f IM3_2 = 2 * f2 - f1,i.e. 900 * 2 - 901 = 899MHz i.e. 901 * 2 - 900 = 902MHz 第72页/共86页5. 隔离度混频器隔离度是指各频率端口间的相互隔离，包括本振与射频，本振与中频，及射频与中频之间的隔离。隔离度定义为本振或射频信号泄漏到其它端口的功率与输入功率之比，单位dB。 6、本振功率混频器的本振功率是指最佳工作状态时所需的本振功率。原则上本振功率愈大，动态范围增大，线性度改善（1dB压缩点上升，三阶交调系数改善）。 7、端口电压驻波比 端口驻波直接影响混频器在系统中的使用，它是一个随功率、频率变化的参