半桥llc谐振式通信电源的分析与设计

1、半桥llc谐振式通信电源的研究与设计摘 要随着移动互联网，大数据，云计算的迅速发展，通信行业推动着社会的发 展，也改变着我们的生活。4g网络的普及，人们越来越对网络的便捷所依赖， 这也对通信网络的稳定性和实时性有更高的要求。通信电源作为通信系统稳定 运行的保障，其可靠性也备受行业关注，陈门的通信电源技术很难跟得上人繁 荣大发展的通信行业的步伐，通信电源也朝着高效率，高功率密度，智能化和 绿色化的方向发展来迎接通信行业发展的需求。本文设计及开发了一款基于半桥llc谐振式通信电源，以供通信设备使用， 该通信电源具有两级结构，为apfc+llc结构。有源功率因数校正电路的拓扑 结构有升压式，降压式和

2、升降压式主拓扑结构，在电源的设计过程中apfc电 路采用boost作为主拓扑，电路工作在ccm模式，使该通信电源能够达到高的 功率因数，并且有效地降低了输入电流谐波，满足规格要求。软开关dc/dc变 换器主要通过谐振来实现，在半桥或者全桥变换器的基础上加上谐振网络实现 零电压开通和零电流的关断，设计时我们选择半桥llc谐振变换器，利用适当 的谐振电路设计使输出电压稳定。最后制作了功率为360w的通信电源，输入 电压范围为交流85v到264v,输出电压为56v,输出额定电流为6.45a。对电 源进行了调试，常温常规电性能测试，高低温下的电性能测试，口盒应力测试 等等，给出了实验波形和实验数据。最

3、后对实验波形和实验数据进行了分析，所测得的电源效率、稳压精度、 纹波电压等指标均满足设计规格要求，完成了通信电源的设计，验证了理论的 可行性。关键词通信电源；有源功率因数校止；半桥llc谐振research and design of half-bridge llc resonanttype communication power supplyabstractwith the development of mobile internet, big data and the rapid development of cloud computing, communications industry

4、 promotes the development of society and changes our life. with the widespread of 4g networks, more and more people rely on the convenience of the network, so the stability of communication network is much higher than before and the real-time capability needs higher requirements. communication power

5、 supply is the stable operation of the communication system security, the reliability draws much more attention of industy, the old communication power supply technology is hard to keep up with the pace of development of communication industry, communication power supply needs high efficiency, high

6、power density, intelligence to meet the needs of the development of the communication industry.in this dissertation, a half bridge llc resonant type communication power supply is designed, using for communication equipment, the communication power supply has two stage structure, pfc+llc structure. a

7、ctive power factor correction circuit use boost converter as the main topology, the circuit works in continuous current mode, the communication power supply can achieve high power factor, and reduces the input current. the second stage is half bridge llc resonant converter , according to the theory

8、,calculate the circuit impedance, ratio of resonant inductance and quality factor, finally get the transfer function, using design of resonant circuit to stabilize the output voltage. finally , the communication power supply of 360w is made, the input voltage range from 85v to 264v, the output volta

9、ge is 56v, rated output current is 6.45a. the communication power supply is tested, electrical performance test, temperature text, white box test and so on, the experimental waveforms and experimental data are recorded finally, the experimental waveforms and data result analysis is carried out, the

10、measured power efficiency, precision of voltage, ripple voltage and other indicators all meet the design specification requirements, completed the design of communication power supply, to verify the feasibility of the theory.keywords communication power supply, active power factor correction, half-

11、bridge llc摘 要iabstractii第1章绪论11.1课题研究背景及意义11.2通信电源国内外发展概况21.3通信电源的模块化发展31.4论文主要内容5第2章 通信电源系统总体设计方案72.1总体设计指标72.2系统设计方案92.3有源功率因数校正电路拓扑选择102.3.1升压型有源功率因数校正电路102.3.2降压型有源功率因数校正电路102.3.3升降压型有源功率因数校正电路112.4软开关dc/dc主电路拓扑选择122.4.1串联谐振变换器122.4.2并联谐振变换器122.4.3串并联谐振变换器132.4.4半桥llc谐振变换器132.5本章小结14第3章 有源功率因数校正

12、电路设计153.1有源功率因数校正电路的工作方式153.1.1电感电流连续模式153.1.2电感电流断续模式163.2有源功率因数校正电路的控制方法183.2.1峰值电流模式183.2.2平均电流模式193.3有源功率因数校正电路硬件参数设计203.3.1电感参数设计203.3.2开关管与二极管参数设计203.3.3电容参数设计213.3.4驱动电路设计213.3.5保护电路设计213.4本章小结23第4章半桥llc参数设计244半桥llc谐振工作原理244.2半桥llc稳态分析 28llc频率特性28llc空载特性29llc短路特性304.3半桥llc谐振电路设计 304.3.1 llc硕件

13、参数设计 304.3.2 llc驱动电路设计 314.4半桥llc谐振电路保护设计 334.5本章小结33第5章 实验结果分析355.1有源功率因数校止电路结果分析355.1.1有源功率因数校止电路开关管波形355.1.2功率因数的测试355.2半桥llc测试分析 365.2.1半桥llc开关管的波形 365.2.2输出整流管的波形365.3纹波、动态与稳压精度测试375.3.1通信电源纹波测试的波形375.3.2通信电源动态测试的波形385.3.3 稳压精度测试结果385.4掉电保持时间及效率测试395.4.1掉电保持时间的波形395.4.2效率测试结果395.5本章小结40结论41参考文献

14、43攻读硕士学位期间发表的学术论文46致谢47第1章绪论1.1课题研究背景及意义随着对全球通信覆盖能力和宽带需求的加速增长，通信电源，作为通信系 统稳定工作的基石，也迎来了不断增长的市场。最初的通信电源采用的是晶闸 管相控整流技术，所设计的通信电源体积庞大，效率偏低。这种技术逐渐被高 频整流技术所取代，但是到目前为止，在通信电源网络之中仍有效率低，体积 相对较大的老旧设备，通信电源要朝着小体积，高效率，高功率密度的方向发 展，逐步更新现有技术，取代这些老i口的通信电源2】。将电力电子技术与数字化技术结合研发出引领高效率、数字化、智能化的通 信电源是每一位电源工程师的目标。近几年来，通信电源的效

15、率逐渐提高，翻 开整流技术新时代的一页。现在通信网络的大量老旧电源，模块效率低，系统 没有休眠功能，实际效率仅为85%左右；如果将通信电源的满载效率提升到98% 以上，并且在低载情况下也可以实现高效率输出，同时通过模块休眠技术，使 系统效率向模块最高效率逼近。通信电源效率对比图如下图1j所示，绿色85w 为有效功率，红色15w为无效功率，也称之为损耗。图1-1效率示意图fig-1 efficiency schematic diagram以消耗100w电能为例，效率为85%的通信电源每100w要损失15w功耗, 而98%的通信电源每100w仅损失2w,两种效率对比的损耗降低幅度为：i5w 5w1

16、5w-86.7%(1-d高效的通信电源模块损耗降低了 86.7%, 一个高效的通信电源效率至少要达 到92%以上，那么，效率的提升会带来很大的好处，让我们以一个平均功率为 3kw的基站为例来计算一下：85%效率毎年的耗电量：3kw/85% x 8760h=30918kwh(1 2)92%效率每年的耗电量：3kw/92% x 8760h=28570kwh(1 -3)每年能节省的电能：30918kwh-28570kwh=2348kwh(1 4)其中：8760h=365x24h为一年8760小时。通过以上计算可以得出，假设全国还有5万个基站系统效率还在85%左右，那么更换为92%效率的通信电源每年可

17、以节省的电能将超过一亿度，也就是说, 目前大量老旧的通信设备中通信电源所造成浪费的电能也占了很大一部分比 重，减少这些所造成浪费的电能也就为国家节省了很大一部分能源。另一方面，通信行业的发展已经与我们的生活息息相关，移动支付、移动 红包、手机打车已改变大部分人的生活方式。但是这些快捷生活方式的背后是 移动数据中心通信系统强有力的支持，这就需要移动通信系统的通信电源供电 系统要保持时时在线、时时稳定运行。通信电源的模块化发展有效的改善了通 信电源可靠性低的状况，使通信电源的冗余性，工作稳定性大大提高，通信电 源的模块化发展将在下面的1.3小节进行详细的介绍。1.2通信电源国内外发展概况最早的通信

18、设备采用电源为线性稳压电源，线性稳压电源功率开关元件工 作在线性区，功率元件与负载相串联，当输入电压或者输出负载变化吋，通过 改变功率元件上的分压来保持输出电压的稳定，线性稳压电源有输出纹波电压 低，源调整率和负载调整率低的优点，但因为功率开关管功耗大，它的效率很 低，只能达到50%到60%左右，而且它的体积大，重量大，不利于通信设备的 安装。随着晶闸管的发展，相控稳压电源逐渐发展起来，相控稳压电源通过改 变晶闸管的导通角，来保证输入电压或输出负载改变时，输出电压不变。相控 稳压电源自身还要消耗功率，开关电源开关管自身只消耗一小部分，所以它的 效率要比线性稳压电源高，能达到70%左右，但是相控

19、稳压电源中存在工频变 压器，使得相控稳压电源仍i口存在体积大，重量中的缺点。60年代中期，美国 研发出频率为20khz的功率变换器，并将其应用于通信系统屮。与传统的50hz 工频变换器相比，这种高频变换器体现岀很大的优势，频率的提高，可以大幅 度的减小电源的体积和重量，磁性元件体积的减小也使效率得到了提高，于是 这种技术逐渐被各个发达国家所采用，到20世纪70年代后期，大规模集成电 路的到发展，这也促进了电源行业的进步，通信电源也由分立元件所搭建的控 制电路过渡到集成化，模块化的平台。80年代初期，英国在此基础上构建了 48v 供电的通信电源平台，其他国家也纷纷效仿，这使通信电源行业更加规范化

20、”80年代末期和90年代初期，中国涌现了一批通信技术公司，我国通信电源 在通信行业的蓬勃发展下很快得到发展。90年代后期，功率器件的发展又推进 了电源行业的发展，英飞凌公司推出了超级结结构的功率开关管，它的耐压值 可达到800v,并且它的导通阻抗也大大降低，开关管的开关速度也提升了很多， 有了器件的支持，通信电源朝着高频化和软开关的方向稳步前行&叫2002年， 美国银河公司提岀同步整流技术，这个技术可以实现副边整流管工作在软开关 状态。到目前为止，通信电源的新技术，新工艺层岀不穷，美国ti, mircrochip, 安森美，意法半导体等半导体公司都研制各种通信电源控制芯片，像ti公司的

21、 dsp芯片tms320f2812, tms320f28335可满足高端数字化通信电源的数字逻 辑控制需求，可实现复杂的逻辑算法omicrochip公司的pic16f1823,pic16f1938 等芯片可满足通信电源的时序逻辑控制、通信协议监控系统的设计。安森美公 司推出了可实现有源功率因数校正、半桥谐振等集成化控制芯片，这些芯片广 泛的被工程师所应用。1.3通信电源的模块化发展集中式供电架构如下图12所示，输入ac交流电通过一个集中的电源， 这个集中的电源将220v的电压进行处理，从内部结构看，该电源一般为单端 反激构成，将市电转换成3.3v, 5v, 12v, 12v等供不同负载所需的电

22、压等级, 负载主要是通信设备，在输入市电级有ups备份，但是如果ac/dc通信电源 故障，后级负载将无法正常工作。33图12集屮式电源架构系统fig.l -2 centralized power supply system分布式供电架构与集中式供电不同，如下图13所示，输入ac交流电通 过第一个ac/dc的电源，输出一个恒定的电压，56v直流母线电压再经过非隔 离式的板载电源将56v母线电压转换成所需的5v, 3.3v, 1.8v, 1.5v电压等 级供负载运行，同样在输入市电级也有ups备份防止电网突然断电对通信系统 产生的影响，在56v直流母线电压级也有直流电池组对母线电压备份，防止前 级

23、ac/dc电源模块故障对后级产生的掉电影响，可以看出通信电源采用分布供 电更加高端，也更加安全可靠。图1-3分布式电源架构系统fig. 1-3 distributed power supply system通信电源模块化发展在分布式供电的基础上应运而生，将单一的电源供电 结构整合成多个电源模块并联供电的结构，多个电源并机工作，电源具有均流 功能，当一个模块失效，其它模块自动均流为后级负载提供所需功率，便于失 效模块的检修与替换，由于多个模块并机，每个模块可工作在半载或轻载状态 下，模块的电流应力可大大降低。对于单个电源模块的电路结构主要有以下两 种叫 单级式和两级式结构，单级式模块电源系统框图

24、如图14所示，单级式电 路结构为输入市电经过整流桥不可控整流后，接电容滤波，直接接入dc/dc功 率变换，供负载所需。图14单级模块化通信电源fig.l 4 single stage type modular power supply system图15为双级式模块电源系统框图，双级式的电路结构为输入市电经过整 流桥不可控整流，不是直接接入dc/dc功率变换，而是由pfc调整功率因数 叫，pfc 般有升压式，降压式和升降压式主拓扑结构，后级dc/dc与单级 模块化通信电源的后级相同。以上两种结构为模块化电源主要的电路结构，至 丁在设计时如何选用哪种结构，要视电源所工作需求以及通信行业标准而定。

25、图15两级模块化电源fig. 1-5 double stage type modular power supply system1.4论文主要内容木文以高效率通信电源为目标，以通信电源发展趋势为导向，以设计规格 为标准，以电力电子理论为基础，对通信电源进行了整体设计，最终对所设计 通信电源样机进行调试，测试。最终所设计样机各项参数均满足规格要求。本 文结构如下：文章首先以100w通信电源为例图文展示了提高通信电源效率节约能源的 意义，然后介绍了通信电源从60年代到目前的发展史，最后展示了模块化电源, 也是本文设莎的帏本° k 11 n 11 o n 9 0 107第二章提出h通信k电

26、源的设指标杲包括输i入输创规格，功率因数指标，效率指标，动态性能，掉电保持时间等几个方面，根据设计指标制定了设计方 案，即该通信电源系统采用两级架构，第一级功率因数校正电路加上第二级软 开关dc/dc屯路两级方式，然后对前后两级电路的主拓扑结构进行了选型，选 择了 boost的apfc+llc的结构。第三章第四章分别以boost的apfc4-llc结构为基础,逐级的进行了设计。 第三章是apfc部分，先从理论基础为开始推导出功率因数的公式，根据公式 分析了产生功率因数角的原因，下一小节探讨了 ccm和dcm的boost电路， 绘制出每个工作阶段的波形，给出了主要公式。分析了 ccm条件下吋的两

27、种控 制方法，最后设计了 apfc部分各个元件参数，还有给出了 ncp1654及外围电 路和apfc的保护屯流流程图。第四章首先通过图文描述了 llc各个阶段变换器的电流的走向，电压的走 向，哪些元件参与工作等等。然后是对半桥llc变换器这个拓扑的特性进行分 析，有了理论分析基础后进行设计，计算出了变换器的硬件参数。又对控制芯 片ncp1396的外部参数进行了设计，最后是保护电路，设计了流程图，讲解了 保护触发的条件和保护的功能。第五章根据设计参数制作了样机，对样机进行初样，正样调试测试后对实 验波形和数据进行了分析，得出实验结论，满足设计指标，完成了设计需求， 最后对文章进行了总结与展望。z

28、hi ku quan 20150721第2章通信电源系统总体设计方案21总体设计指标完成一款通信电源的设计，首先要明确设计指标，然后根据设计的指标来 对系统拓扑的选型，可行性分析和参数设计，本文设计目标为具有体积小、高 效率、低成木的高可靠性通信电源，具体技术指标如下：首先来看下电源的输入规格，如表21所示：表2-1电源输入规格table 2-1 input specification单位最小值额定值最大值父冰输入电压范围v85110/220264乂流输入电丿土莎贝牵古、浓s 士 rr姑田hz4750/6063th蓉闻教vz4u/jjooni70 111j 0.98 乙 u1 ouq ivi

29、i /输入电流a/6电源要在交流85v到264v的范围内，直流192v到400v范围内都能可靠 运行，在电源反复开关机时，电源也不能失效，电源输入的频率范围为47hz 到63hz,在输岀满载时，电源的功率因数要满足大于0.98的需求，在100v输 入，满载输出的条件下，交流电流输入电流不能大于6a。表2-2电源输出规格table 2-2 out3ut specification单位额定值最大值偷出电压v56输出电流a6.45/源调整率/0.1负载调整率/0.1输出功率w360/上表22为通信电源的输出性能指标，电源的输出功率是360瓦，电压为fig.2-1 efficiency curve a

30、t 230vac input再来看下效率的需求，效率曲线如上图21所示，当230v输入吋，电源带 20%额定负载吋，电源效率不能低于88%；当电源带50%额定负载吋，电源效 率不能低于92%；当电源带满载时，效率不能低于88%。制作出的通信屯源样 机在从o%功植的取町也曹 切从睜谭到吻乳庐做声旷2 点都要超过下图红线所标注的曲线，保证效率的要求。fig.2-2 efficiency curve at 115vac input115v输入的效率曲线如上图22所示，115v输入时，电源带20%额定负 载时，电源效率不能低于87%；当电源带50%额定负载时，电源效率不能低于-8-90%；当电源带满载

31、时，电源效率不能低于87%,制作岀的通信电源样机在从 0%到100%的范围内也就是从空载到满载范围内的每一点都要超过下图红线所 标注的曲线，保证效率的要求。通信电源系统要满足纹波和动态要求，额定电压输入时，输出纹波的峰峰 值要小于500mv,动态需求为在额定电压输入下，负载由最小负载跳变到满载 时，暂态电压要小于正负5%o系统耍满足掉电保持时间，掉电保持时间指的是从交流输入端被关断到输 出电压跌到额定值的90%时的这一段时间。测量时，电源输出满载并且输出端 不外加电容。要求220v/50hz输入，满载输岀时，电源的掉电保持时间不应低 于 20mso2.2系统设计方案通过上面对设计指标的需求，可

32、以看出对功率因数，对效率有较高的要求， 因此木通信电源系统将采用两级结构，第一级采用apfc电路，满足功率因数达 到95%以上的要求，达到国际规范要求。第二级为dc/dc变换电路，由于效率 要求高，为了提高效率，此部分将采用软开关dc/dc拓扑结构，使开关管工作 在软开关状态h提升效率，达到效率所需要求。两级电路及输入都具有保护电 路来满足电源的可靠性要求，为了满足智能化控制需求，分别在原边副边釆用 单片机进行控制，并通过pmbus便于监控，通信电源原理框图如下图所示：输入刑及软单相有源半桥输出整流56v输出图23通信电源原理框图fig.2-3 communication power supp

33、ly system有源功率因数校正电路的拓扑结构由升压式，降压式和升降压式主拓扑结 构，下面将简要分析各个拓扑结构的工作原理，分析各个优缺点。软开关dc/dc变换器主要通过谐振来实现，在半桥或者全桥变换器的基础 上加上谐振网络实现零电压开通或者零电流的关断，传统的谐振变换器有串联 谐振变换器，并联谐振变换器和串并联谐振变换器，在传统谐振变换器的基础 上又有改进的llc谐振式变换器，下面对这四种谐振变换器做简耍的介绍。2.3有源功率因数校正电路拓扑选择2.3.1升压型有源功率因数校正电路图2-4为升压型有源功率因数校正电路主电路的原理图，下面进行分析： 首先开关管q导通，此时输入匕，电感厶和开关

34、。构成回路，冷为电感厶充电, 电感线圈极性为左正右负，电流线性增加，此时输入冷不向输出负载传递能量, 负载能量有电容c中存储的电荷提供；下一时刻关断开关管q,此时能量将向 负载传递，丿那寸龜$电源匕和电感上能量共同作用为负载提供能量并对电容进 行充电，ynr ° ku quan 2015721升压式有源功率因数校正电路的输入电流连续，功率因数高，易调节，开 关管的驱动信号和输出共地，驱动时候驱动地可以直接与输岀地相连接，升压 式apfc的电感上流过的电流和输入电流为一个回路，因此升压型apfc用电 流控制，控制了电感电流也就控制了输入电流，因此本文选用该拓扑进行apfc 的设计，具体

35、的理论分析将在第三章给出。图24升压型有源功率因数校正电路图fig.2-4 boost active power factor correction circuit2.3.2降压型有源功率因数校正电路图2-5为降压型有源功率因数校正电路主电路的原理图，下而进行分析： 首先开关管0导通，此时输入匕，开关0,电感线圈厶和负载构成回路，匕为 电感厶充电，电感线圈极性为左正右负，电流线性增加，二极管反向截止；下 一时刻关断开关管。，此时输入 匕不向输出负载传递能量，二极管将导通， 电感线圈中储存的能量将向负载提供能量并对电容充电，变换器输出电压k 小于输入电压vin oq图25降压型冇源功率因数校正电

36、路图fig.2-5 buck active power factor correction circuit与升压式有源功率因数校正电路相比，降压式apfc电路开关管电压应力 小。但该电路由于开关管驱动信号的地与输出地不共地，因此它的驱动更为复 杂，而且该电路输入电流不连续，所以整体功率因数提高效果不大。2.3.3升降压型有源功率因数校正电路图26为升降压型有源功率因数狡正主电路旳原理图j电路工作原理如下：首先开关管q导通，此吋输入冷，开关管0,电感线圈厶构成冋路，冷为电感 厶充电，电感线圈极性为上正下负，电流线性增加，此时输入匕不向输出负载 传递能量，负载能量有电容c屮存储的电荷提供，当开关管

37、q关断时，电感线 圈极性发生改变，变为上负下正，此时二极管将导通，电感线圈中储存的能量 将向负载提供能量并对电容进行充电。升降压apfc电路即可对输入升压，又可对输入降压，因此该电路对于后 级pfc母线电压的要求有很好的选择性，但该电路同样存在开关管驱动信号的 地与输岀地不共地，驱动电路复朵的缺点。krr,-补"c=二 /“01图26升降压型有源功率因数校止电路图fig.2-6 buck-boost active power factor correction circuit2.4软开关dc/dc主电路拓扑选择2.4.1串联谐振变换器图2-7为串联谐振变换器i15-,7,o电路的结构

38、为：输入w接前端的两个开关 管构成半桥逆变拓扑将输入直流电转换为交流方波电压，连接电感厶和电容q 构成的谐振网络，次级为二级管构成的输出全波整流电路。谐振网络中，电感l, 和电容c,串联，如果将次级负载折算到变压器原边，可以看成电感和电容c, 和负载串联，改变开关频率时，此时电感厶和电容g发生谐振的阻抗将改变， 因此负载上的分压也相应改变。图2-7串联谐振电路图fig.2-7 half bridge series resonant converter通过以上分析可以看出，改变开关的频率也就调节了输出电压，但由于负 载和谐振网路相串联，负载和谐振网络共同分压，负载上的电压比输入的电压 小于一，电

39、感厶和电容c在谐振频率时总体分压为零，输入电压全部作用在负 载上，当开关频率大于谐振频率时，电感厶和电容g为感性，谐振网络和负载 串联也可以看成为感性负载，感性负载下开关管零电压开通。2.4.2并联谐振变换器图2-8为并联谐振变换器備。电路的结构为：输入v接前端的两个开关管 构成半桥逆变拓扑将输入直流电转换为交流方波电压，诰振电容与变压器原边 并联后与谐振电感串联，次级为二级管构成的输出全波整流电路。与半桥串联 谐振变换器和比，半桥并联谐振变换器谐振网络中，负载和电容c并联，同样， 当开关频率大于谐振频率时，开关管可以实现开关管的零电压开通。+图2£并联谐振电路图fig.2-8 ha

40、lf bridge parallel resonant converter2.4.3串并联谐振变换器图29为串并联谐振变换器四。电路的结构为：输入v接前端的两个开关 管构成半桥逆变拓扑将输入直流电转换为交流方波电压，电感厶和电容c串联 后与电容和变压器并联的部分串联，次级输出为全波整流网络，最后与负载连 接。称z为串并联谐振变换器因为没有并联的谐振电容时它与串联谐振变换器 一样，没有串联的谐振电容时它与并联谐振变换器一样。结合后它的性能分别 比两者都优越。图2-9串并联谐振电路图fig.2-9 half bridge series parallel resonant converter2.4.

41、4半桥llc谐振变换器图210为半桥llc谐振变换器的电路图f20-251,谐振电路有谐振电容、谐振电感和激磁电感所组成，采用频率调制的方式达到输出电压的稳定。半桥llc 变换器与上文所介绍的另外三种变换器有很大的不同之处，文章将在第四章重 点讲述。图2-10半桥llc谐振变换器fig.2-10 half bridge llc resonant converter半桥llc谐振变换器在以下四点有其特有的优势：1、当负载在很大的范围变动吋，半桥llc谐振变换器的开关管依然能够 满足零电压开通，开关管的开通损耗要小。2、当半桥llc谐振变换器的输入电压很高吋，开关管开通损耗不会随输 入电压的增加而

42、增加。3、变压器副边整流二极管能够达到零电流关断，能够减小由二极管反向恢 复吋间带来的关断损耗。4、半桥llc谐振变换器的谐振电感，激磁电感可以采用磁集成技术将参 数集中在变压器上，减少磁性原件体积。2.5本章小结本章首先提出了系统的总体设计指标，包括输入电压范围，输出电压和电 流规格，还有电性能指标，包括功率因数指标，效率指标，掉电保持时间指标 等，然后根据指标制定了总体的设计方案，釆用两级电路架构，为第一级pfc 功率因数校正电路和第二级软开关dc/dc电路，对两级架构主拓扑进行了选 择，pfc功率因数校正电路有buck型，boost型和buck-boost型，通过对各个 变换器优缺点进行

43、对比，选择了 boost电路作为apfc功率因数校正部分主拓 扑，软开关dc/dc电路部分采用半桥llc谐振变换器。第3章 有源功率因数校正电路设计3.1有源功率因数校正电路的工作方式3.1.1电感电流连续模式第二章图2-3给出了升压式有源功率因数校正电路的电路图，下而来分析 电感电流连续模式时电路的工作，首先当驱动信号驱动开关管q导通后，此 时电感厶电流上升。导通匚后，驱动信号驱动开关管q关断，电感厶中的电流 逐渐减小，电感厶产生反向电动势，此时续流二极管d导通，厶中存储的磁场 能量和输入电压匕通过d将能量传给负载。电路波形如图3-2所示。在开关管q导通期间，电感上的电压为：v 二v =l_

44、(3-1)l “ clt对上式取积分得到：1va/(+)= vdt= z t(3-2)开关导通截止时(即当f二乙时)，电感厶中的电流达到最大值匚唤。i ®3)j,max l(3-4)(3-5)在/二尬这个时刻可以得到：对上式变换得到:v =vo (1_d)' 通过图32所示d二心/人。qd 1/ i业(+)、一!t1 ail(-)l1、 、t 广kmaxlthr_r_-_t_rxr；_r_,_vq1/、/ lmintvoton toff at图32电感电流连续时波形图fig.3-2 ccm boost waveform3.1.2电感电流断续模式下面再来看电感电流断续模式，首先

45、驱动信号驱动开关管0导通，电感厶上 的电流从零开始线性增加，续流二极管d反向偏置而截止。再经过了导通吋间 d7；后驱动信号驱动开关管q截止，电感厶屮的电流开始减小，电感厶两端产 牛的感应电势使二极管d导通，电感厶中存储的磁场能量便通过续流二极管d 传递给负载。负载电压低于屯容co两端的电压时，电容c。开始对负载放电。经 过关断时间©7；后，电感厶中的电流逐渐减小到零，输出电压通过电容c。对负 载放峥持。在经过07；后，驱动信号驱动开关管q导通，电路各点波形如图 3-3所示。根据伏秒平衡原理，整理(3.16)可得，假设没有损耗p. = pi9即电感电流的变化量为，化简可得，那么，输入电

46、流可表示为,i =1 =i l可得，代入得，从而可得，可得，得，d+u(3-6)(3-7)(3-8)(3-9)(3-10)1&(d+d) = r l1(3-h)212l d-_ = 0 drj ' rjs3 = (1 + 1 + 2drjs) drlts v l 丿(3-12)(3-13)(3-14)( 2d2r t+ j1 +(3-15)匕一2y dts ； dits >4iits图33电感电流断续时波形图fig.3-3 dcm boost waveform3.2有源功率因数校正电路的控制方法3.2.1峰值电流模式本节来分析ccm条件下时的两种控制方法。峰值电流模式的工

47、作原理是: 采集电感上的电流，与电流基准比较，电流基准是由整流桥整流后电压的采样 值与电压外环误差放大器的输出乘积决定，在电感电流小于基准时，升压式有 源功率因数校正电路的开关管保持导通，此时电感电流线性增加，当电感电流 到达电流基准吋，比较器翻转，使开关管截止，然后通过pwm定频控制周期 性的开通。峰值电流模式控制采用双闭环控制系统，外环为电压环，内环为电流环。 峰值电流模式是在定频控制下，用电感电流的峰值追随参考电流，电路具有快 速电流限制。当占空比大于50%吋，峰值电流模式会产生较大电流误差，这就 需要增加斜波补偿器，避免产生的多次谐波电流振荡使电路不稳定，所以峰值 电流模式对噪声的干扰

48、敏感，抗噪性差。峰值电流模式的优点：1、在变换器输出负载过载时，由于固有的脉冲电流的限制，电流环路在此 时不会被破坏，可以维持系统的稳定。在电源并机时，有利于实现电源均流。2、响应快速。3、输缶的纹波电压小。峰值电流模式的缺点：1、电感电流的纹波幅值要远小于其平均值，因而比较器易产生误差，变换 器的抗干扰能力差。2、需要斜坡补偿。3.2.2平均电流模式峰值电流模式控制的方法由于控制电流的峰值不能精确的控制输出电流， 很难达到电流精度的需求，为了能够精确的控制电流，升压式有源功率因数校 正电路屮设计屮多采用平均电流模式，平均电流模式方法控制的是电感电流 的平均值，可以有效的精确的对电流进行。平均

49、电流模式的工作原理为：平均电流模式的电流控制环路中具有高增益 的电流误差放大器。当输出电压经误差放大器放大后会产生输出电压误差 匕， 电感电流的采样值经过误差放大器c/a积分，然后与匕做差生成电感电流 和输出电压的误差信号 匕，最后与斜波发生器所产生的锯齿波信号进行比较， 生成pwm开关驱动控制信号。平均电流模式的优点：1、跟踪误差小。2、抗噪性能好；3、动态性能优越；4、不需要斜波补偿，电流环具有较高的增益带宽。通过以上两种控制模式 的对比，平均电流模式比峰值电流模式有着明显的优势，本文设计将釆用平均电流模式进行控制。3.3有源功率因数校正电路硬件参数设计3.3.1电感参数设计下而来进行pf

50、c电感的设计，首先先列出已知参数：最小输入电压 k,min = 85 v.最大输岀功率e=360w, pfc输出母线电压为k = 400v, pfc 开关管工作开关频率为/=133khz,设定pfc级的效率t) =0.95。当输入电压最低吋，交流输入电流最大，最大输入电流有效值为：in maxp°_360_ = 4 46 a= nxk,-mi = 0.95x85(3-16)最小输入电压峰值下的占空比:(3-17)£>nm = 1 一 %"“向"=0.699匕电感最小值:l初min弋“min . dmax= 0.35 mh(3-18)其中y为电感电流

51、纹波系数，丫常取0.4。3.3.2开关管与二极管参数设计升压式有源功率因数校正屯路设定的输出为400v,那么开关管的耐压值必须高于vonux =400v,由式325得到电感电流的有效值，则电感电流的峰值为:(3-19)/=v2/dm5=6.36a同样功率二极管所要承受的最大电压为匕“址=400v二极管电流平均值一 “乙二0.97ank(3-20)3.3.3电容参数设计该通信电源对掉电保持时间有要求，掉电保持时间为20ms,根据式3-30 计算，电容容量应大于：(3-21)lpj" 2360002 g匸止-嘛厂400-32(厂250吓其中&为掉电保持吋间。匕斷为最小输出电压。考

52、虑到降额规范，电解电 容工作时的耐压为460v,取三个100j1f电解电容并联。3.3.4驱动电路设计图3-6为boost的apfc的驱动电路图，ncp1654芯片为安森美公司推出 的一款定频控制ccm型平均电流模式的apfc驱动芯片，芯片外围电路如下:图36有源功率因数校正电路驱动电路fig.3-6 active power factor correction drive circuit3.3.5保护电路设计apfc部分的保护电路通过软件实现，芯片采用pic16f1823,软件流程图 如下：pfc欠压判断pfc过压判断图3-6保护电路流程图fig.3-6 protection circuit

53、 flow chart设置apfc输出的欠压保护点为320v,欠压恢复点为360v,过压保护点 为450v,过压恢复点为430v,当判断出apfc部分输岀有过欠压故障时将通 过单片机发送给驱动芯片ncp1654芯片来关断apfc开关管的驱动信号，这样 一方而保护了 apfc的正常工作，另一方面也保证了次级半桥llc谐振变换器的输入正常。3.4本章小结本章主要是有源功率因数校正部分的设计，首先介绍了功率因数的定义， 然后对升压式apfc电路工作和控制方式进行了详尽分析，最后是apfc的设 计，包括磁性元件的设计，整流桥，开关管及电容的参数设计，驱动电路的设 计。第4章半桥llc参数设计4.1半桥

54、llc谐振工作原理上一章设计了 apfc环节的参数，这一章设计半桥llc部分，先从电路的 工作原理开始分析，理论分析的下面有这个阶段的电路图，红色部分表示电 路工作的回路，黑色部分在这个阶段不工作。结合每个阶段的电路图，来分 析每个阶段的状态0刖。阶段1：图41为第一个状态下的等效电路图，在几时刻，首先开关管上管 q导通，开关管下管0截止，谐振电流将会流过开关管上管q并以正弦波 的形式缓慢增加，激磁电感-电压被输出电压钳位，此时只有谐振电容c和 谐振 电感厶产生串联谐振，谐振频率为谐振电流大于激磁电感上的 电流，经过变压器匝数比，转变为通过副边整流二极管的电流, 在斤时亥ij,谐振电流乙和激磁

55、电感电流相等。图41阶段1时电路图fig.4-1 circuit diagram at stage one阶段2：图42为第二个阶段的等效电路图，在此状态开关管上管q持续导 通，开关管下管2依然保持截止。在时间为a时，谐振电流。和激磁电感电流 匕相等，此时变压器无能量传递，流经次级整流二极管的电流将会下降到零， 整流二极管在零电流状态下关闭，因此无反向电流恢复问题，此时负载将由输 出电容提供能量。由于一次侧谐振电流ilr等于激磁电流ilm ,激磁电感电压将 不会被输出电压钳位，所以此时激磁电感g将参与谐振，此时谐振频率为然而此谐振周期将会比上一个状态周期来的长，在此状态下激磁电感电流将视 为电流源，此状态结束，开关管上管q将截止。rc 1。y图42阶段2时电路图fig.4-2 circuit diagram at stage two阶段3：图4-3为第三个阶段的等效电路图。此状态下，两个开关管q和& 都 截止，变换器进入死区状态，但是一次侧谐振电流乙与激磁电感上电療 依i口维持相等，所以负载还是由输出电容来提供能量。此时开关管上管的 寄生电容将被充